ADC բանաձևը `անալոգային ազդանշանի արժեքի նվազագույն փոփոխությունը, որը կարող է փոխարկվել տվյալ ADC- ի կողմից, կապված է դրա հզորության հետ: Առանց աղմուկը հաշվի առնելու մեկ չափման դեպքում լուծումն ուղղակիորեն որոշվում է խստություն ADC
ADC- ի հզորությունը բնութագրում է դիսկրետ արժեքների քանակը, որոնք փոխարկիչը կարող է թողարկել ելքի ժամանակ: Երկուական ADC- ներում այն \u200b\u200bչափվում է բիթերով, երրորդական ADC- ներում `trites- ով: Օրինակ, երկուական 8-բիթանոց ADC- ն ի վիճակի է արտադրել 256 դիսկրետ արժեքներ (0 ... 255), քանի որ 2 8 \u003d 256 (\\ ցուցադրման ոճ 2 ^ (8) \u003d 256), երրորդական 8-բիթանոց ADC- ն ի վիճակի է 6561 դիսկրետ արժեքների, քանի որ 3 8 \u003d 6561 (\\ ցուցադրման ոճ 3 ^ (8) \u003d 6561).
Լարման բանաձևը հավասար է առավելագույն և նվազագույն ելքային կոդին համապատասխանող լարման տարբերությանը ՝ բաժանված դիսկրետ ելքային արժեքների քանակով: Օրինակ:
- Օրինակ 1
- Ներածման միջակայք \u003d 0-ից 10 վոլտ
- Բիթ ADC 12 բիթ ՝ 2 12 \u003d 4096 քվանտացման մակարդակ
- Երկուական ADC լարման թույլատրելիություն. (10-0) / 4096 \u003d 0.00244 վոլտ \u003d 2.44 մՎտ
- Եռակի ADC 12 տրիտի կտորի խորությունը ՝ 3 12 \u003d 531 441 քվանտացման մակարդակ
- Երրորդական ADC- ի լարման բանաձեւը. (10-0) / 531441 \u003d 0,0188 մՎ \u003d 18,8 μV
- Օրինակ 2
- Ներածման միջակայք \u003d -10-ից +10 վոլտ
- Բիթ ADC բիթի խորության 14 բիթ. 2 14 \u003d 16384 քվանտացման մակարդակ
- Երկուական ADC լարման թույլատրելիություն. (10 - (- 10)) / 16384 \u003d 20/16384 \u003d 0.00122 վոլտ \u003d 1.22 մՎ
- Եռակի ADC 14 տրիտի կտորի խորությունը. 3 14 \u003d 4 782 969 քվանտացման մակարդակ
- Երրորդական ADC- ի լարման բանաձեւը. (10 - (- 10)) / 4782969 \u003d 0.00418 մՎ \u003d 4.18 μV
Գործնականում ADC- ի լուծաչափը սահմանափակվում է մուտքային ազդանշանի ազդանշան-աղմուկ հարաբերակցությամբ: ADC մուտքի մոտ բարձր աղմուկի ինտենսիվությամբ անհնար է դառնում տարբերակել մուտքային ազդանշանի հարակից մակարդակները, այսինքն ՝ լուծաչափը վատթարանում է: Այս պարագայում իրականում հասանելի լուծումը նկարագրվում է արդյունավետ բիտ խորությունը (անգլ. արդյունավետ բիթերի քանակ, ENOB), ինչը պակաս է ADC- ի իրական բիթային խորությունից: Բարձր աղմկոտ ազդանշան փոխարկելիս ելքային կոդի նվազագույն նշանակալի բիթերը գործնականում անօգուտ են, քանի որ դրանք պարունակում են աղմուկ: Հայտարարված բիթի լայնությանը հասնելու համար մուտքային ազդանշանի ազդանշան-աղմուկ հարաբերակցությունը պետք է լինի մոտավորապես 6 դբ յուրաքանչյուր բիթի խորության յուրաքանչյուր բիտի համար (6 դԲ համապատասխանում է ազդանշանի մակարդակի երկու անգամ փոփոխությանը):
Փոխակերպման տեսակները
Օգտագործված ալգորիթմների մեթոդի համաձայն, ADC- ն բաժանված է.
- Հաջորդական մերձեցում
- Սիգմա դելտայի սերիական մոդուլյացիա
- Lուգահեռ մեկ փուլով
- Twoուգահեռ երկու կամ ավելի փուլեր (փոխակրիչ)
Առաջին երկու տիպի ADC- ները ենթադրում են նմուշառման և պահեստավորման սարքի (UWH) պարտադիր օգտագործումը: Այս սարքը ծառայում է ազդանշանի անալոգային արժեքը պահելու համար փոխարկումը կատարելու համար պահանջվող ժամանակի համար: Առանց դրա, սերիական ADC- ի փոխարկման արդյունքն անվավեր է: Արտադրվում են հաջորդական մերձեցման ինտեգրված ADC- ներ, որոնք պարունակում են UVR և պահանջում են արտաքին UVR [ ] .
Գծային ADC- ներ
ADC- ների մեծ մասը համարվում է գծային, չնայած A / D փոխակերպումը ըստ էության ոչ գծային գործընթաց է (քանի որ շարունակական և դիսկրետ տարածության քարտեզագրման գործողությունը ոչ գծային է):
Ամկետ գծային ADC- ի հետ կապված նշանակում է, որ ելքային թվային արժեքի վրա ցուցադրվող մուտքային արժեքների շարքը գծայինորեն կապված է այս ելքային արժեքի հետ, այսինքն ՝ ելքային արժեքի կ հասնում է, երբ մուտքային արժեքները տատանվում են
մ(կ + բ) մ(կ + 1 + բ),Որտեղ մ և բ - որոշ հաստատուններ: Հաստատուն բսովորաբար 0 կամ -0,5: Եթե բ \u003d 0, ADC- ն կոչվում է ոչ զրոյական քվանտիզատոր (միջին բարձրացում), եթե բ \u003d −0.5, ապա կոչվում է ADC քվանտիզատոր ՝ զրոյով, քվանտացման քայլի կենտրոնում (կես քայլք).
Ոչ գծային ADC- ներ
Ոչ գծայնությունը նկարագրող կարևոր պարամետր է ինտեգրալ ոչ գծայնություն (INL) և դիֆերենցիալ ոչ գծայնություն (DNL)
Խոռոչի սխալ (ցնցում)
Եկեք թվայնացնենք սինուսոիդային ազդանշանը x (t) \u003d A sin \u2061 2 π f 0 t (\\ ցուցադրման ոճ x (t) \u003d A \\ sin 2 \\ pi f_ (0) t)... Իդեալում, նմուշները վերցվում են պարբերական պարբերականությամբ: Սակայն իրականում նմուշառման ժամանակը ենթակա է տատանումների ՝ համաժամացման ազդանշանի դիմային մասի ցնցման պատճառով ( ժամացույցի ցնցում) Ենթադրելով, որ նմուշառման ժամանակի անորոշությունը կարգի է Δ t (\\ displaystyle \\ Delta t), մենք գտնում ենք, որ այս երեւույթի պատճառած սխալը կարելի է գնահատել որպես
Ե ա պ ≤ | x ′ (t) Δ t | 2 A π f 0 Δ t (\\ displaystyle E_ (ap) \\ leq | x "(t) \\ Delta t | \\ leq 2A \\ pi f_ (0) \\ Delta t).Սխալը ցածր հաճախականություններում համեմատաբար փոքր է, բայց բարձր հաճախությունների դեպքում այն \u200b\u200bկարող է զգալիորեն մեծանալ:
Բացվածքի սխալի ազդեցությունը կարելի է անտեսել, եթե դրա մեծությունը համեմատաբար փոքր է քվանտացման սխալի հետ համեմատած: Այսպիսով, համաժամացման ազդանշանի համար կարող եք սահմանել ցնցող հետևյալ պահանջները.
Δ t< 1 2 q π f 0 {\displaystyle \Delta t<{\frac {1}{2^{q}\pi f_{0}}}} ,Որտեղ q (\\ displaystyle q) - ADC բիթի խորություն:
ADC բիթի խորություն | Մուտքային առավելագույն հաճախականությունը | ||||
---|---|---|---|---|---|
44,1 կՀց | 192 կՀց | 1 ՄՀց | 10 ՄՀց | 100 ՄՀց | |
8 | 28,2 ն | 6,48 ն | 1,24 նս | 124 ps | 12,4 ps |
10 | 7.05 ն | 1,62 նս | 311 ps | 31.1 ps | 3.11 ps |
12 | 1,76 նս | 405 ps | 77.7 ps | 7.77 ps | 777 fs |
14 | 441 ps | 101 ps | 19.4 ps | 1,94 ps | 194 fs |
16 | 110 ps | 25.3 ps | 4.86 ps | 486 fs | 48,6 ֆս |
18 | 27.5 ps | 6,32 ps | 1,21 ps | 121 fs | 12.1 fs |
24 | 430 ֆր | 98,8 ֆս | 19.0 fs | 1,9 FS | 190 ինչպես |
Այս աղյուսակից կարելի է եզրակացնել, որ ցանկալի է օգտագործել որոշակի բիթ հզորության ADC ՝ հաշվի առնելով համաժամացման ճակատի ցնցողի կողմից սահմանված սահմանափակումները ( ժամացույցի ցնցում) Օրինակ ՝ աուդիո ձայնագրության համար անիմաստ է օգտագործել ճշգրիտ 24-բիթանոց ADC, եթե ժամացույցի բաշխման համակարգը ի վիճակի չէ ծայրահեղ ցածր անորոշություն ապահովել:
Ընդհանուր առմամբ, ժամացույցի ազդանշանի որակը չափազանց կարևոր է ոչ միայն այս պատճառով: Օրինակ ՝ միկրոսխեմաների նկարագրությունից AD9218 (Անալոգային սարքեր):
Highանկացած բարձր արագությամբ ADC չափազանց զգայուն է օգտագործողի կողմից տրամադրված նմուշառման ժամացույցի որակի նկատմամբ: Ենթարկման և պահման միացումն ըստ էության խառնիչ է: Noiseամացույցի ցանկացած աղմուկ, աղավաղում կամ ժամանակի ցնցում զուգորդվում է ցանկալի ազդանշանի հետ անալոգայինից թվային ելքի վրա:
Այսինքն ՝ ցանկացած բարձր արագությամբ ADC չափազանց զգայուն է օգտագործողի կողմից մատակարարվող թվայնացման ժամացույցի հաճախականության որակի նկատմամբ: Նմուշառման և պահպանման շրջանը ըստ էության խառնիչ է (բազմապատկիչ): Noiseամացույցի հաճախականության ցանկացած աղմուկ, աղավաղում կամ ցնցում խառնվում են օգտակար ազդանշանի հետ և սնվում թվային արտադրանքով:
Նմուշառման հաճախականությունը
Անալոգային ազդանշանը ժամանակի շարունակական գործառույթ է. ADC- ում այն \u200b\u200bվերափոխվում է թվային արժեքների հաջորդականության: Ուստի անհրաժեշտ է որոշել անալոգային ազդանշանից թվային արժեքների նմուշառման արագությունը: Թվային արժեքների արտադրման հաճախականությունը կոչվում է նմուշառման հաճախականությունը ADC
Սահմանափակ սպեկտրալ տիրույթով անընդհատ փոփոխվող ազդանշանը թվայնացվում է (այսինքն `ազդանշանի արժեքները չափվում են ժամանակային ընդմիջումով Տ նմուշառման ժամանակահատվածն է), և բնօրինակ ազդանշանը կարող է լինել ճիշտ վերականգնվել է ժամանակից դիսկրետ արժեքներից ՝ ինտերպոլյացիայի միջոցով: Վերակառուցման ճշգրտությունը սահմանափակված է քվանտացման սխալով: Այնուամենայնիվ, ըստ Կոտելնիկով-Շանոնի թեորեմի, ճշգրիտ վերակառուցումը հնարավոր է միայն այն դեպքում, եթե նմուշառման արագությունը բարձր է ազդանշանային սպեկտրի առավելագույն հաճախականության կրկնակիից:
Քանի որ իրական ADC- ները չեն կարող միանգամից իրականացնել A / D փոխարկում, անալոգային մուտքային արժեքը պետք է կայուն պահվի փոխարկման գործընթացի առնվազն սկզբից մինչև վերջ (այս ժամանակահատվածը կոչվում է փոխարկման ժամանակը) Այս խնդիրը լուծվում է ADC- ի մուտքի մոտ հատուկ շղթայի օգտագործմամբ `նմուշ պահող սարք (UVC): Ուլտրամանուշակագույն ճառագայթը, որպես կանոն, պահպանում է կոնդենսատորի մուտքային լարումը, որը միացված է մուտքին անալոգային անջատիչի միջոցով. Երբ անջատիչը փակ է, մուտքագրվում է մուտքային ազդանշանը (կոնդենսատորը լիցքավորվում է մուտքային լարման վրա), երբ այն բացվում է, այն պահվում է: Շատ ADC- ներ, որոնք պատրաստված են ինտեգրալային շղթաների տեսքով, պարունակում են ներկառուցված UVC:
Սպեկտրալ aliasing (aliasing)
Բոլոր ADC- ները գործում են ըստ մուտքային արժեքների նմուշառման ՝ ֆիքսված ընդմիջումներով: Հետևաբար, ելքային արժեքները թերի պատկեր են այն մասին, թե ինչ է մուտքագրվում: Նայելով ելքային արժեքներին `ոչ մի կերպ չի կարելի ասել, թե ինչպես է իրեն պահում մուտքը: միջեւ նմուշներ Եթե \u200b\u200bհայտնի է, որ մուտքային ազդանշանը բավականաչափ դանդաղ է փոխվում ՝ համեմատելով նմուշառման արագության հետ, ապա կարելի է ենթադրել, որ նմուշների միջանկյալ արժեքները ինչ-որ տեղ գտնվում են այս նմուշների արժեքների միջև: Եթե \u200b\u200bմուտքային ազդանշանն արագորեն փոխվում է, ապա մուտքային ազդանշանի միջանկյալ արժեքների վերաբերյալ ենթադրություններ հնարավոր չէ անել, և, հետևաբար, անհնար է միանշանակ վերականգնել սկզբնական ազդանշանի ձևը:
Եթե \u200b\u200bADC- ի կողմից արտադրված թվային արժեքների հաջորդականությունը թվայինից անալոգային փոխարկչի կողմից վերափոխվում է անալոգային ձևի, ապա ցանկալի է, որ ստացված անալոգային ազդանշանը լինի հնարավորինս ճշգրիտ նախնական ազդանշանից: Եթե \u200b\u200bմուտքային ազդանշանը փոխվում է ավելի արագ, քան վերցվում է իր նմուշները, ապա ճշգրիտ ազդանշանի վերականգնումն անհնար է, և կեղծ ազդանշանը ներկա կլինի DAC ելքում: Կոչվում են ազդանշանի կեղծ հաճախականության բաղադրիչներ (բացակայում են սկզբնական ազդանշանի սպեկտրում) կեղծանունը (կեղծ հաճախականություն, կեղծ ցածր հաճախականության բաղադրիչ): Կեղծված տոկոսադրույքը կախված է ազդանշանի արագության և նմուշի արագության տարբերությունից: Օրինակ, 1,5 կՀց-ում նմուշառված 2 կՀց սինուս ալիքը կվերարտադրվի որպես 500 Հց սինուս ալիք: Այս խնդիրն անվանվեց հաճախականության ծածկույթ (կեղծանունը).
Կեղծանունը կանխելու համար, ADC մուտքի վրա կիրառվող ազդանշանը պետք է զտված լինի ցածր անցումով, որպեսզի ճնշեն սպեկտրալ բաղադրիչները, որոնք նմուշի տոկոսի կեսից ավելին են: Այս զտիչը կոչվում է հակազերծում (հակաալազային) զտիչ, դրա կիրառումը չափազանց կարևոր է իրական ADC- ներ կառուցելիս:
Ընդհանուր առմամբ, անալոգային մուտքային ֆիլտրի օգտագործումը հետաքրքիր է ոչ միայն այս պատճառով: Թվում է, թե թվային զտիչը, որը սովորաբար կիրառվում է թվայնացումից հետո, ունի անհամեմատ ավելի լավ պարամետրեր: Բայց եթե ազդանշանը պարունակում է բաղադրիչներ, որոնք շատ ավելի հզոր են, քան օգտակար ազդանշանը և հաճախականությամբ բավականաչափ հեռու են դրանից, որպեսզի անալոգային ֆիլտրով արդյունավետորեն ճնշվեն, այս լուծումը թույլ է տալիս պահպանել ADC- ի դինամիկ տիրույթը. Եթե աղմուկը 10 դԲ ուժեղ է ազդանշանից, այն կկորցնի միջին հաշվով երեք բիթ հզորություն:
Թեև կեղծանունը շատ դեպքերում անցանկալի ազդեցություն է, այն կարող է օգտագործվել անվերջ: Օրինակ, այս էֆեկտի շնորհիվ դուք կարող եք անել առանց հաճախականության վերափոխման դեպի ներքև, երբ նեղ գոտու բարձր հաճախականության ազդանշանը թվայնացնում եք (տես խառնիչ): Դա անելու համար, սակայն, ADC- ի անալոգային մուտքային փուլերը պետք է ունենան զգալիորեն ավելի բարձր պարամետրեր, քան պահանջվում է հիմնարար (տեսանյութ կամ ցածր) ներդաշնակության մեջ ADC- ի ստանդարտ օգտագործման համար: Սա նաև պահանջում է արտաքին գոտուց հաճախականությունների արդյունավետ զտում մինչ ADC- ն, քանի որ թվայնացումից հետո դրանց մեծ մասը նույնականացնելու և / կամ զտելու միջոց չկա:
Կեղծ-պատահական ազդանշանի միացում
ADC- ի որոշ բնութագրեր կարող են բարելավվել `օգտագործելով dither տեխնիկան: Այն բաղկացած է մուտքային անալոգային ազդանշանին փոքր ամպլիտուդի պատահական աղմուկի (սպիտակ աղմուկի) ավելացումից: Որպես կանոն, աղմուկի ամպլիտուդը ընտրվում է LSB- ի կեսի մակարդակում: Այս լրացման ազդեցությունն այն է, որ LSM վիճակը պատահականորեն անցում է կատարում 0-ի և 1-ի վիճակների միջև շատ փոքր մուտքային ազդանշանի վրա (առանց աղմուկ ավելացնելու, LSM- ն երկար ժամանակ կլիներ 0 կամ 1 վիճակում): Խառը աղմուկով ազդանշանի համար, ազդանշանը պարզապես մոտակա թվանշանին կլորացնելու փոխարեն, պատահական կլորացում վեր կամ վար է տեղի ունենում, և միջին ժամանակը, որի ընթացքում ազդանշանը կլորացվում է այս կամ այն \u200b\u200bմակարդակին, կախված է նրանից, թե որքանով է ազդանշանն այդ մակարդակին մոտ: , Այսպիսով, թվայնացված ազդանշանը պարունակում է տեղեկատվություն ազդանշանի ամպլիտուդի մասին LSM– ից ավելի լավ լուծաչափով, այսինքն ՝ արդյունավետ ADC բիթային հզորությունը մեծանում է: Տեխնիկայի բացասական կողմը ելքային ազդանշանի աղմուկի ավելացումն է: Փաստորեն, քվանտացման սխալը տարածվում է հարևան մի քանի նմուշների վրա: Այս մոտեցումն ավելի ցանկալի է, քան պարզապես կլորացնելը մոտակա դիսկրետ մակարդակին: Կեղծ պատահական ազդանշանը խառնելու տեխնիկայի օգտագործման արդյունքում մենք ունենք ժամանակին ազդանշանի ավելի ճշգրիտ վերարտադրություն: Theտման միջոցով ազդանշանի փոքր փոփոխությունները կարող են վերականգնվել կեղծ-պատահական LSM ցատկերից: Բացի այդ, եթե աղմուկը որոշիչ է (ավելացված աղմուկի ամպլիտուդը հայտնի է ճշգրիտ ցանկացած պահի), ապա այն կարելի է հանել թվայնացված ազդանշանից, նախկինում ավելացնելով դրա բիթի խորությունը, դրանով իսկ գրեթե ամբողջությամբ վերացնելով ավելացված աղմուկը:
Շատ փոքր ամպլիտուդիաների ձայնային ազդանշանները, որոնք թվայնացված են առանց կեղծ-պատահական ազդանշանի, ականջի կողմից ընկալվում են որպես շատ աղավաղված և տհաճ: Կեղծ-պատահական ազդանշանի խառնաշփոթի դեպքում ազդանշանի իրական մակարդակը ներկայացված է մի քանի հաջորդական նմուշների միջինով:
ADC տեսակները
Հետևյալները էլեկտրոնային ADC- ների կառուցման հիմնական ուղիներն են.
- Directուգահեռ ADC- ներ ուղղակի վերափոխման համար, լրիվ զուգահեռ ADC- ներ, պարունակում են մեկ համեմատիչ յուրաքանչյուր դիսկրետ մուտքային մակարդակի համար: Timeանկացած պահի, միայն մուտքային ազդանշանի մակարդակից ցածր մակարդակներին համապատասխանող համեմատողները դուրս են բերում ավելցուկային ազդանշան իրենց ելքում: Բոլոր համեմատիչներից ստացված ազդանշանները գնում են ուղղակիորեն զուգահեռ գրանցում, այնուհետև կոդը մշակվում է ծրագրային ապահովման մեջ, կամ ապարատային տրամաբանական ծածկագրիչ, որն առաջացնում է անհրաժեշտ թվային կոդ ապարատային համակարգում ՝ կախված ծածկագրիչի մուտքի կոդից: Կոդավորողից ստացված տվյալները գրանցվում են զուգահեռ գրանցամատյանում: Parallelուգահեռ ADC- ների նմուշառման արագությունը հիմնականում կախված է անալոգային և տրամաբանական դարպասների ապարատային բնութագրերից, ինչպես նաև պահանջվող նմուշառման արագությունից: Directուգահեռ ուղղակի փոխակերպման ADC- ները ամենաարագն են, բայց սովորաբար ունեն 8 բիթից ոչ ավելի բանաձև, քանի որ դրանք ենթադրում են բարձր ապարատային ծախսեր ( 2 n - 1 \u003d 2 8 - 1 \u003d 255 (\\ ցուցադրման ոճ 2 ^ (n) -1 \u003d 2 ^ (8) -1 \u003d 255) համեմատողներ): Այս տեսակի ADC- ները ունեն շատ մեծ չիպի չափ, մուտքային մեծ հզորություն և կարող են առաջացնել կարճաժամկետ ելքային սխալներ: Հաճախ օգտագործվում են վիդեո կամ բարձր հաճախականության այլ ազդանշանների համար և լայնորեն օգտագործվում են արդյունաբերության մեջ ՝ իրական ժամանակում արագ փոփոխվող գործընթացները դիտարկելու համար:
- Serուգահեռաբար սերիական ուղղակի փոխակերպման ADC- ներին, մասամբ հաջորդական ADC- ները, բարձր արագություն պահպանելով, կարող են զգալիորեն կրճատել համեմատողների քանակը (մինչև k ⋅ (2 n / k - 1) (\\ displaystyle k \\ cdot (2 ^ (n / k) -1)), որտեղ n ելքային կոդի բիթերի քանակն է, իսկ k - ուղղակի փոխարկման զուգահեռ ADC- ների քանակը), որը անհրաժեշտ է անալոգային ազդանշանը թվայինի վերածելու համար (8 բիթով և 2 ADC- ով, անհրաժեշտ է 30 համեմատող): Օգտագործվում են երկու կամ ավելի (k) ենթաշերտերի քայլեր: Դրանք պարունակում են ուղղակի փոխարկման k զուգահեռ ADC: Երկրորդ, երրորդ և այլն ADC- ները ծառայում են նվազեցնել առաջին ADC- ի քվանտացման սխալը `թվայնացնելով այս սխալը: Առաջին քայլը կոպիտ փոխարկումն է (ցածր լուծաչափ): Հաջորդը, որոշվում է մուտքի ազդանշանի և կոպիտ փոխարկման արդյունքին համապատասխանող անալոգային ազդանշանի տարբերությունը (օժանդակ DAC- ից, որին մատակարարվում է կոպիտ ծածկագիրը): Երկրորդ քայլում հայտնաբերված տարբերությունը վերափոխվում է, և ստացված ծածկագիրը զուգորդվում է կոպիտ կոդի հետ `ամբողջական օգտակար թվային արժեք ստանալու համար: Այս տեսակի ADC- ները զուգահեռ ուղղակի փոխարկման ADC- ներից դանդաղ են, ունեն բարձր լուծաչափ և փոքր փաթեթի չափ: Արտադրանքի թվայնացված տվյալների հոսքի արագությունը մեծացնելու համար ուղղակի վերափոխման զուգահեռ սերիական ADC- ն օգտագործում են զուգահեռ ADC- ների խողովակաշարային աշխատանքը:
- ADC խողովակաշարի շահագործում, օգտագործվում է զուգահեռաբար սերիական ուղղակի փոխարկման ADC- ներում, ի տարբերություն զուգահեռաբար սերիական ուղղակի փոխակերպման ADC- ների բնականոն աշխատանքի, որում տվյալները փոխանցվում են ամբողջական փոխարկումից հետո, խողովակաշարային գործողության մեջ, մասնակի փոխարկման տվյալները փոխանցվում են շուտ, երբ այն պատրաստ լինի մինչև ամբողջական վերափոխման ավարտը:
- Serial Direct Conversion ADC- ներ, լրիվ սերիական ADC- ներ (k \u003d n), ավելի դանդաղ, քան զուգահեռաբար դեպի սերիական ուղղակի փոխարկման ADC- ներ և մի փոքր ավելի դանդաղ զուգահեռաբար դեպի սերիական ուղղակի փոխակերպման ADC, բայց նույնիսկ ավելին n ⋅ (2 n / n - 1) \u003d n ⋅ (2 1 - 1) \u003d n (\\ ցուցադրման ոճ n \\ cdot (2 ^ (n / n) -1) \u003d n \\ cdot (2 ^ (1) -1) ) \u003d n), որտեղ n - ելքային կոդի բիթերի քանակն է, իսկ k - ուղղակի փոխարկման զուգահեռ ADC- ների քանակը) նվազեցնում է համեմատողների քանակը (8 բիթով պահանջվում է 8 համեմատիչ): Այս տեսակի եռաստիճան ADC- ները մոտավորապես 1,5 անգամ ավելի արագ են, քան նույն տիպի երկուական ADC- ները ՝ համաչափ մակարդակների և ապարատային ծախսերի քանակով:
- կամ ADC ՝ մի փոքր հավասարակշռված պարունակում է համեմատիչ, օժանդակ DAC և հաջորդական մոտավոր ռեգիստր: ADC- ն անալոգային ազդանշանը վերափոխում է թվայինի N քայլերով, որտեղ N- ն ADC- ի հզորությունն է: Յուրաքանչյուր քայլին որոշվում է ցանկալի թվային արժեքի մեկ բիթը ՝ սկսած NWR– ից և ավարտվում LSM– ով: Հաջորդ բիթը որոշելու գործողությունների հաջորդականությունը հետևյալն է. Օժանդակ DAC- ը դրվում է անալոգային արժեքի վրա, որը կազմված է նախորդ քայլերում արդեն սահմանված բիթերից. այս քայլում որոշվող բիթը սահմանվում է 1, նվազագույն նշանակալի բիթերը `0: Օժանդակ DAC- ի վրա ստացված արժեքը համեմատվում է մուտքային անալոգային արժեքի հետ: Եթե \u200b\u200bմուտքային ազդանշանի արժեքը ավելի մեծ է, քան օժանդակ DAC- ի արժեքը, ապա որոշված \u200b\u200bբիթը դրվում է 1-ի վրա, այլապես 0. Այսպիսով, վերջնական թվային արժեքի որոշումը նման է երկուական որոնման: Այս տեսակի ADC- ները ունեն ինչպես բարձր արագություն, այնպես էլ լավ լուծունակություն: Այնուամենայնիվ, պահեստավորման նմուշի սարքի բացակայության դեպքում սխալը շատ ավելի մեծ կլինի (պատկերացրեք, որ ամենամեծ բիթը թվայնացնելուց հետո ազդանշանը սկսում է փոխվել):
- (Անգլ. Delta-encoded ADC) պարունակում է հակադարձ հաշվիչ, որի ծածկագիրը ուղարկվում է օժանդակ DAC: Մուտքային ազդանշանը և օժանդակ DAC- ի ազդանշանը համեմատվում են համեմատիչի վրա: Համեմատիչից դեպի հաշվիչ բացասական հետադարձ կապի պատճառով հաշվիչի վրա ծածկագիրը անընդհատ փոխվում է, որպեսզի օժանդակ DAC- ի ազդանշանը հնարավորինս փոքր տարբերվի մուտքային ազդանշանից: Որոշ ժամանակ անց ազդանշանների տարբերությունը LSM- ից պակաս է դառնում, մինչդեռ հաշվիչի կոդը ընթերցվում է որպես ADC թվային ելքային ազդանշան: Այս տեսակի ADC- ներն ունեն շատ մեծ մուտքային տիրույթ և բարձր բանաձև, սակայն փոխարկման ժամանակը կախված է մուտքային ազդանշանից, չնայած այն վերևից սահմանափակ է: Ամենավատ դեպքում փոխարկման ժամանակը կազմում է T max \u003d (2 q) / f վրկորտեղ q - ADC բիտ խորություն, զ հետ - հաշվիչի ժամացույցի գեներատորի հաճախականությունը: Դիֆերենցիալ կոդավորված ADC- ները սովորաբար լավ ընտրություն են իրական աշխարհի ազդանշանների թվայնացման համար, քանի որ ֆիզիկական համակարգերում ազդանշանների մեծ մասը հակված չէ փոփոխություններ կատարելու: Որոշ ADC- ներ օգտագործում են համակցված մոտեցում. Դիֆերենցիալ կոդավորում և հաջորդական մերձեցում; սա հատկապես լավ է աշխատում այն \u200b\u200bդեպքերում, երբ հայտնի է, որ ազդանշանի բարձր հաճախականության բաղադրիչները համեմատաբար փոքր են:
- Համեմատեք ADC- ն սղոցի ատամի ազդանշանի հետ (այս տեսակի որոշ ADC կոչվում են Ինտեգրում ADC- ներին, դրանք ներառում են նաև հաջորդական հաշվարկի ADC) պարունակում են սղոցի լարման գեներատոր (հաջորդական հաշվարկի ADC- ում, աստիճանի լարման գեներատոր, որը բաղկացած է հաշվիչից և DAC- ից), համեմատիչ և ժամանակաչափ: Սղոցի ատամի ալիքը գծայինից բարձրանում է ցածրից բարձր, ապա արագ ընկնում ցածր: Վերելքի սկզբում սկսվում է ժամանակի հաշվիչը: Երբ սղոցի ատամի ազդանշանը հասնում է մուտքի մակարդակին, համադրիչը գործարկվում է և կանգնեցնում հաշվիչը. արժեքը ընթերցվում է վաճառասեղանից և սնվում է ADC արտադրանքին: Այս տեսակի ADC- ն կառուցվածքում ամենապարզն է և պարունակում է տարրերի նվազագույն քանակ: Միևնույն ժամանակ, այս տեսակի ամենապարզ ADC- ները ունեն բավականին ցածր ճշգրտություն և զգայուն են ջերմաստիճանի և այլ արտաքին պարամետրերի նկատմամբ: Theշգրտությունը բարձրացնելու համար սղոցման ազդանշանի գեներատորը կարող է կառուցվել հաշվիչի և օժանդակ DAC- ի հիման վրա, բայց այս կառուցվածքն այլ առավելություններ չունի Հաջորդական մերձեցում ADC և ADC դիֆերենցիալ կոդավորում.
- ADC լիցքի հավասարակշռմամբ (դրանք ներառում են երկու փուլային ինտեգրմամբ ADC, բազմաստիճան ինտեգրմամբ ADC և որոշ այլ) պարունակում է համեմատիչ, ընթացիկ ինտեգրատոր, ժամացույցի գեներատոր և զարկերակային հաշվիչ: Փոխակերպումը տեղի է ունենում երկու փուլով ( երկաստիճան ինտեգրում) Առաջին քայլում մուտքային լարման արժեքը վերափոխվում է հոսանքի (մուտքային լարման համամասնորեն), որը սնվում է ընթացիկ ինտեգրատորին, որի լիցքը սկզբում զրոյական է: Այս գործընթացը տևում է որոշ ժամանակ TNորտեղ Տ - ժամացույցի գեներատորի ժամանակահատված, Ն - հաստատուն (մեծ ամբողջ թիվ, որոշում է լիցքի կուտակման ժամանակը): Այս ժամանակից հետո ինտեգրատորի մուտքն անջատվում է ADC մուտքից և միացված է կայուն հոսանքի գեներատորին: Գեներատորի բևեռականությունն այնպիսին է, որ այն նվազեցնում է ինտեգրատորում պահվող լիցքը: Լիցքաթափման գործընթացը շարունակվում է այնքան ժամանակ, քանի դեռ ինտեգրատորում լիցքը չի զրոյի: Լիցքաթափման ժամանակը չափվում է ժամացույցի իմպուլսների հաշվարկով `ելքը սկսելու պահից մինչև ինտեգրատորի վրա զրոյական լիցքի հասնելը: Clockամացույցի իմպուլսների հաշվարկված քանակը կլինի ADC- ի ելքային ծածկագիրը: Կարելի է ցույց տալ, որ իմպուլսների քանակը նարտանետման ժամանակահատվածում հաշվարկված ` ն=Ու մեջ Ն(RI 0) −1, որտեղ Ու in - ADC մուտքային լարում, Ն - կուտակման փուլի իմպուլսների քանակը (սահմանված է վերևում), Ռ - դիմադրության դիմադրությունը, որը մուտքային լարումը վերածում է հոսանքի, Ես 0 - կայուն հոսանքի գեներատորից հոսանքի արժեքը, որը երկրորդ փուլում արտանետում է ինտեգրատորը: Այսպիսով, համակարգի պոտենցիալ անկայուն պարամետրերը (առաջին հերթին ՝ ինտեգրիչի կոնդենսատորի հզորությունը) ներառված չեն վերջնական արտահայտության մեջ: Սա հետեւանք է երկաստիճան գործընթաց. առաջին և երկրորդ փուլերում ներդրված սխալները փոխադարձաբար հանվում են: Նույնիսկ ժամացույցի գեներատորի երկարաժամկետ կայունությունը և համեմատողի կողմնակալության լարման չեն պարտադրվում. Այդ պարամետրերը պետք է կայուն լինեն միայն կարճ ժամանակով, այսինքն ՝ յուրաքանչյուր փոխակերպման ընթացքում (ոչ ավելին 2TN) Փաստորեն, երկու փուլով ինտեգրման սկզբունքը թույլ է տալիս ուղղակիորեն փոխարկել երկու անալոգային մեծությունների (մուտքային և տեղեկատու հոսանքի) հարաբերակցությունը թվային կոդերի հարաբերակցության հետ ( ն և Ն վերը սահմանված առումով) քիչ կամ քիչ լրացուցիչ սխալով: Այս տեսակի տիպիկ ADC- ները տատանվում են 10-ից 18 [ ] երկուական թվանշաններ: Լրացուցիչ առավելությունն այն փոխարկիչների կառուցման հնարավորությունն է, որոնք անզգայուն են պարբերական խանգարումներից (օրինակ `ցանցից ստացված աղմուկը)` մուտքային ազդանշանի ճշգրիտ ինտեգրման պատճառով ֆիքսված ժամանակահատվածի միջակայքում: Այս տեսակի ADC- ի անբավարարությունը փոխակերպման ցածր արագությունն է: Լիցքավորված հավասարակշռված ADC- ն օգտագործվում է բարձր ճշգրտության չափիչ գործիքներում:
- ADC- ն `իմպուլսի կրկնության արագության միջանկյալ փոխակերպման... Սենսորից ստացված ազդանշանն անցնում է մակարդակի փոխարկիչի միջոցով, ապա լարման-հաճախականության փոխարկիչի միջոցով: Այսպիսով, ազդանշանը, որի բնութագիրը միայն զարկերակային հաճախությունն է, մուտքագրվում է մուտք դեպի անմիջապես տրամաբանական միացում: Տրամաբանական հաշվիչը ընդունում է այդ իմպուլսները որպես ներմուծում նմուշառման ժամանակ, այդպիսով իր ավարտին տալով կոդի համադրություն, թվային առումով հավասարազոր իմպուլսների քանակին, որոնք նմուշառման ժամանակ հասել են փոխարկիչ: Նման ADC- ները բավականին դանդաղ են և շատ ճշգրիտ չեն, բայց, այնուամենայնիվ, դրանք շատ պարզ են իրականացնել, ուստի ունեն ցածր գին:
- Սիգմա-դելտա-ADC (կոչվում է նաև դելտա-սիգմա ADC) իրականացնում է անալոգայինից թվային փոխարկում նմուշառման արագությամբ պահանջվողից բազմակի անգամ ավելի բարձր, և զտելով այն ազդանշանում թողնում է միայն պահանջվող սպեկտրալ գոտին:
Ոչ էլեկտրոնային ADC- ները սովորաբար կառուցվում են նույն սկզբունքների հիման վրա:
Օպտիկական ADC
Կան օպտիկական մեթոդներ [ ] էլեկտրական ազդանշանի վերածումը ծածկագրի: Դրանք հիմնված են որոշակի նյութերի `էլեկտրական դաշտի ազդեցության տակ բեկման ինդեքսը փոխելու ունակության վրա: Այս դեպքում նյութի միջով անցնող լույսի ճառագայթը փոխում է դրա նյութի սահմանում իր արագությունը կամ շեղման անկյունը `համաձայն բեկման ինդեքսի փոփոխության: Այս փոփոխությունները գրանցելու մի քանի եղանակ կա: Օրինակ ՝ ֆոտոդետեկտորների շարքը արձանագրում է ճառագայթի շեղումը ՝ այն վերածելով դիսկրետ ծածկագրի: Հետաձգված փնջի մասնակցությամբ տարբեր միջամտությունների սխեմաները հնարավորություն են տալիս գնահատել ազդանշանի փոփոխությունները կամ կառուցել էլեկտրական մեծությունների համեմատիչներ:
IC- ների արժեքին ավելացնող գործոններից մեկը քորոցների քանակն է, քանի որ դրանք ստիպում են փաթեթը ավելի մեծ լինել, և յուրաքանչյուր քորոց պետք է միացված լինի ծխնելույզին: Քորոցների քանակը նվազեցնելու համար, ADC- ները, որոնք գործում են ցածր ընտրանքային տեմպերով, հաճախ ունեն սերիական ինտերֆեյս: Սերիական ADC- ները հաճախ օգտագործվում են լարերի խտությունը բարձրացնելու և ավելի փոքր տախտակ ստեղծելու համար:
Հաճախ ADC միկրոսխեմաները ունեն անալոգային մուլտիպլեքսերի միջոցով միկրոշրջանի ներսում միացված մի ADC- ին մի քանի անալոգային մուտք: Տարբեր ADC մոդելներ կարող են ներառել պահման նմուշի սարքեր, գործիքային ուժեղացուցիչներ կամ բարձր լարման դիֆերենցիալ մուտք և այլ նմանատիպ շղթաներ:
Ձայնագրության մեջ ADC- ի օգտագործումը
ADC- ները ներկառուցված են ժամանակակից ձայնագրման սարքավորումների մեջ, քանի որ ձայնի մշակումը սովորաբար իրականացվում է համակարգիչների վրա. նույնիսկ անալոգային ձայնագրություն օգտագործելիս, ADC- ն պահանջվում է ազդանշանը թարգմանել PCM հոսքի, որը կգրանցվի տեղեկատվության կրիչի վրա:
Աուդիո ձայնագրության մեջ օգտագործվող ժամանակակից ADC- ները կարող են գործել մինչև 192 կՀց նմուշային արագությամբ: Այս ոլորտում աշխատող շատ մարդիկ կարծում են, որ այս ցուցանիշն ավելորդ է և օգտագործվում է զուտ շուկայավարման պատճառներով (դրա մասին է վկայում Կոտելնիկով - Շաննոնի թեորեմը): Կարելի է ասել, որ աուդիո անալոգային ազդանշանը չի պարունակում այնքան տեղեկատվություն, որքան կարող է պահվել թվային ազդանշանում նմուշառման նման բարձր արագությամբ, և հաճախ Hi-Fi աուդիո սարքավորումների համար նմուշառման արագությունը 44,1 կՀց է (ստանդարտ CD- ների համար) Օգտագործվում է 48 կՀց: (բնորոշ է համակարգչում ձայնի ներկայացմանը): Այնուամենայնիվ, լայն թողունակությունը պարզեցնում և նվազեցնում է հակասահմանափակիչ ֆիլտրերի ներդրման ծախսերը ՝ թույլ տալով, որ դրանք պատրաստվեն ավելի քիչ հղումներով կամ կանգառի գոտում ավելի ցածր թեքությամբ, ինչը դրականորեն է ազդում անցուղում գտնվող ֆիլտրի փուլային արձագանքի վրա: ,
Բացի այդ, ADC- ի ավելցուկային թողունակությունը թույլ է տալիս համապատասխանաբար նվազեցնել ամպլիտուդիայի աղավաղումները, որոնք անխուսափելիորեն առաջանում են նմուշառման և պահպանման շրջանի առկայությունից: Նման աղավաղումները (հաճախականության արձագանքի ոչ գծայնություն) ունեն ձև մեղք (x) / x [ ] և վերաբերում են ամբողջ թողունակությանը, ուստի, որքան ավելի փոքր թողունակություն (հաճախականությամբ) օգտագործվում է (զբաղեցնում է օգտակար ազդանշանը), այնքան պակաս է աղավաղումը:
Աուդիո ձայնագրության համար A / D փոխարկիչներն ունեն լայն գնային միջակայք `$ 5000-ից $ 10,000 և ավելի բարձր` երկու ալիք ունեցող ADC- ի համար:
Համակարգիչներում օգտագործվող աուդիո ADC- ները ներքին և արտաքին են: Linux- ի համար կա նաև անվճար ծրագրային փաթեթ PulseAudio, որը թույլ է տալիս օժանդակ համակարգիչներ օգտագործել որպես արտաքին DAC / ADC հիմնական համակարգչի համար երաշխավորված ուշացումով:
.Անալոգային թվային փոխարկիչների (ADC) - Սա սարք է, որի օգնությամբ տեղի է ունենում մուտքային ֆիզիկական քանակը թվային ներկայացման վերափոխելու գործընթացը: Մուտքային քանակը կարող է լինել ընթացիկ, լարման, դիմադրության, հզորության:
ADC- ն սերտորեն կապված է չափման հայեցակարգի հետ, ինչը նշանակում է չափված մուտքային արժեքի ստանդարտի հետ համեմատության գործընթաց: Այսինքն, անալոգայինից թվային փոխարկումը համարվում է որպես մուտքային ազդանշանի արժեքի չափում և, համապատասխանաբար, դրա վրա կարող են կիրառվել չափման սխալի հասկացությունները:
ADC- ն ունի մի շարք բնութագրեր, որոնցից հիմնականը կարողությունները և փոխարկման հաճախականությունն են: Բիթի խորությունը արտահայտվում է բիթերով, իսկ փոխակերպման արագությունը `վայրկյանների հաշվարկներով: Որքան բարձր է բիթի խորությունը և արագությունը, այնքան դժվար է ձեռք բերել անհրաժեշտ բնութագրեր և ավելի բարդ և թանկ փոխարկիչ:
ADC սկզբունքը, կազմը և բլոկային դիագրամները մեծապես կախված են փոխարկման եղանակից:
Դասակարգում
Ներկայումս հայտնի են մեծ քանակությամբ լարման-կոդափոխման մեթոդներ: Այս մեթոդները միմյանցից զգալիորեն տարբերվում են պոտենցիալ ճշգրտությամբ, փոխակերպման արագությամբ և ապարատային բարդությամբ: Նկարում 2-ը ցույց է տալիս ADC- ների դասակարգումը ըստ փոխարկման մեթոդների:
Անալոգայինից թվային փոխարկիչների սորտերի շարքում ամենատարածվածներն են.
1. parallelուգահեռ փոխարկման ADC: Նրանք ունեն փոքր բիտ խորություն և բարձր արագություն: Գործողության սկզբունքը ընկած է համեմատիչների «գումարած» մուտքերում մուտքային ազդանշանի ստացման մեջ, և մի շարք վոլտեր սնվում են «մինուս» -ին: Համեմատիչները աշխատում են զուգահեռաբար, սխեմայի հետաձգման ժամանակը մեկ համեմատիչի մեջ ուշացման ժամանակի գումարն է և ծածկագրիչի հետաձգման ժամանակը: Դրանից ելնելով, ծածկագրիչը և համեմատիչը կարող են արագ արվել, և շղթան կստանա բարձր կատարողականություն:
2. Հաջորդական մերձեցման ADC: Չափում է մուտքային ազդանշանի մեծությունը `կատարելով մի շարք« կշիռներ »կամ համեմատություն մուտքային լարման և մի շարք արժեքների միջև: Այն բնութագրվում է բարձր փոխակերպման արագությամբ և սահմանափակվում է ներքին DAC- ի ճշգրտությամբ:
3. ADC լիցքի հավասարակշռմամբ: Գործողության սկզբունքն է մուտքային լարումը համեմատել ինտեգրիչի կողմից կուտակված լարման արժեքի հետ: Իմպուլսները սնվում են բացասական կամ դրական բևեռականության ինտեգրիչի ներդրմամբ `հիմնվելով համեմատության արդյունքի վրա: Արդյունքում ելքային լարումը «հետևում է» մուտքային լարմանը: Այն բնութագրվում է բարձր ճշգրտությամբ և ցածր ինքնաաղմուկով:
Անալոգայինից թվային փոխարկումը օգտագործվում է այնտեղ, որտեղ անհրաժեշտ է անալոգային ազդանշանը թվային կերպով ստանալ և մշակել:
- ADC- ն թվային վոլտմետրի և մուլտիմետրի բաղկացուցիչ մասն է:
- Վիդեո ազդանշանների թվայնացման համար հատուկ վիդեո ADC- ներ օգտագործվում են համակարգչային հեռուստալրագրողների, վիդեո մուտքային քարտերի և տեսախցիկների համար: Համակարգիչների խոսափողը և գծային աուդիո մուտքերը միացված են աուդիո-ADC- ին:
- ADC- ները տվյալների ստացման համակարգերի բաղկացուցիչ մասն են:
- 8-12 բիթանոց հաջորդական մոտավոր ADC- ն և 16-24 բիթանոց սիգմա-դելտա ADC- ն ներկառուցված են մեկ չիպային միկրոհսկիչների մեջ:
- Թվային օսիլոսկոպներում անհրաժեշտ են շատ արագ ADC- ներ (օգտագործվում են զուգահեռ և խողովակաշարային ADC)
- Ամանակակից մնացորդները օգտագործում են ADC- ներ մինչև 24 բիթ, որոնք ազդանշանը վերափոխում են ուղղակի լարվածության չափիչից (սիգմա-դելտա-ADC):
- ADC- ները ռադիո մոդեմների և ռադիոհաղորդիչ տվյալների փոխանցման այլ սարքերի մի մասն են, որտեղ դրանք օգտագործվում են DSP պրոցեսորի հետ համատեղ որպես ապոդոդուլատոր:
- Ուլտրաձայն ADC- ները օգտագործվում են բազային կայանների ալեհավաքի համակարգերում (այսպես կոչված SMART ալեհավաքներ) և ռադարային ալեհավաքների զանգվածներում:
34. Թվային-անալոգային փոխարկիչներ, նպատակը, կառուցվածքը, գործունեության սկզբունքը.
Թվային-անալոգային փոխարկիչ (DAC) - թվային (սովորաբար երկուական) ծածկագիրը անալոգային ազդանշանի (հոսանք, լարում կամ լիցք) փոխակերպելու սարք: D / A փոխարկիչները դիսկրետ թվային աշխարհի և անալոգային ազդանշանների միջև են:
Անալոգայինից թվային փոխարկիչը (ADC) կատարում է հակառակ գործողությունը:
Աուդիո DAC- ը որպես մուտքային, սովորաբար PCM- ում ստանում է թվային ազդանշան: Տարբեր սեղմված ձևաչափերը PCM- ի վերափոխելու խնդիրն իրականացվում է համապատասխան կոդեկների միջոցով:
Կիրառվել է DAC ամեն անգամ, երբ անհրաժեշտ է ազդանշանը թվայինից դարձնել անալոգային, օրինակ ՝ CD նվագարկիչներում (Աուդիո CD):
ADC և DAC
Տեղեկատվության անալոգայինից թվային փոխարկման սկզբունքը:
Շատ դեպքերում պարզվում է, որ տեղեկատվության աղբյուրից անմիջապես ստացված ազդանշանը ներկայացվում է լարման կամ հոսանքի տեսքով, որը անընդհատ փոփոխվում է արժեքով (նկ. 10.69): Սա, մասնավորապես, էլեկտրական ազդանշանի բնույթն է, որը համապատասխանում է հեռախոսին, հեռուստատեսությանը և կապի այլ տեսակների: Նման հաղորդագրությունները հաղորդակցության գծով փոխանցելու կամ դրանց մշակման համար (օրինակ, միջամտությունը զտելու ժամանակ) կարող են օգտագործվել երկու ձևեր `անալոգային կամ թվային: Անալոգային ձևը նախատեսում է գործողությունը բոլոր ազդանշանային արժեքներով, թվային ձևը ՝ իր անհատական \u200b\u200bարժեքներով, որոնք ներկայացված են կոդերի զուգակցումների տեսքով:
Ազդանշանները անալոգայինից թվային դարձնելը կատարվում է անալոգային թվային փոխարկիչ կոչվող սարքում:
Անալոգայինից թվայինի ազդանշանի փոխարկիչում կարելի է առանձնացնել հետևյալ գործընթացները. Նմուշառում, քվանտացում, կոդավորում: Եկեք քննարկենք այս գործընթացների էությունը: Միևնույն ժամանակ, որոշակիության համար, հետագա ներկայացման ժամանակ, մենք ենթադրենք, որ թվային ձևի փոխարկումը կատարվում է ժամանակի ընթացքում փոփոխվող լարման տեսքով ներկայացված ազդանշանի միջոցով:
Շարունակական ազդանշանների նմուշառում .
Նմուշառման գործընթացը բաղկացած է այն փաստից, որ ժամանակի շարունակական ազդանշանից ընտրվում են դրա անհատական \u200b\u200bարժեքները, որոնք համապատասխանում են որոշակի ժամանակային միջակայքի T- ի հաջորդող ժամանակի պահերին (պահերը նկ. 10.69): T միջակայքը կոչվում է ժամացույցի ժամանակային ընդմիջում, իսկ նմուշները վերցնելու ժամանակները `ժամացույցի ժամանակ:
Դիսկրետ ազդանշանի արժեքները պետք է ընթերցվեն այնքան փոքր ժամացույցի միջակայքով T, որ հնարավոր լինի վերականգնել ազդանշանը անալոգային ձևով `դրանցից պահանջվող ճշգրտությամբ:14.1.2. Քվանտացում և կոդավորում: Այս գործողությունների էությունը հետևյալն է. Ստեղծվում է այսպես կոչված քվանտացման մակարդակների ցանց (նկ. 10.70), որոնք միմյանց նկատմամբ տեղափոխվում են D մեծությամբ, որը կոչվում է քվանտացման քայլ: Քվանտացման յուրաքանչյուր մակարդակի կարող է տրվել հաջորդական թիվ (0, 1, 2, 3 և այլն): Բացի այդ, նմուշառման արդյունքում ստացված սկզբնական անալոգային լարման արժեքները փոխարինվում են դրանց ամենամոտ քվանտացման մակարդակներով: Այսպիսով, Նկարում գծապատկերում: 10.70. Լարման արժեքը տվյալ պահին փոխարինվում է ամենամոտ քվանտացման մակարդակով 3 թվով, ժամացույցի պահին լարման արժեքը մոտ է 6 մակարդակին և փոխարինվում է այս մակարդակով և այլն:
Նկարագրված գործընթացը կոչվում է քվանտացման գործողություն, որի իմաստը ժամացույցի ժամանակներում նմուշառված անալոգային լարման արժեքների կլորացումն է: Anyանկացած կլորացման պես, քվանտացման գործընթացն էլ դիսկրետ լարման արժեքների ներկայացման մեջ առաջացնում է սխալ (քվանտացման սխալ) ՝ ստեղծելով այն, ինչը կոչվում է քվանտացման աղմուկ: ADC- ները նախատեսված են քվանտացման աղմուկը նվազեցնելու համար մի մակարդակի, երբ այն դեռ ապահովում է ազդանշանի ներկայացման պահանջվող ճշգրտությունը: Քվանտացման աղմուկը ավելի մանրամասն կքննարկվի ստորև:
բրինձ 10.70
բրինձ 10,71
Ազդանշանների անալոգայինից թվային փոխարկման ժամանակ կատարված հաջորդ գործողությունը կոդավորումն է: Դրա իմաստը հետեւյալն է. Քվանտացման գործողության ընթացքում կատարված լարման արժեքի կլորացումը թույլ է տալիս այդ արժեքները ներկայացնել թվերով ՝ համապատասխան քվանտացման մակարդակների թվերով: Նկարում ցույց տրված դիագրամի համար: 10.70, կազմվում է թվերի հաջորդականություն. 3, 6, 7, 4, 1, 2 և այլն: Բացի այդ, այս եղանակով ստացված թվերի հաջորդականությունը ներկայացված է երկուական կոդով:
Վերադառնանք քվանտացման աղմուկ կոչվող քվանտացման գործընթացի հետ կապված աղավաղումներին: Հեռախոսային կապի ընթացքում քվանտացման աղմուկը մարդու ականջի կողմից ընկալվում է որպես խոսակցություն ուղեկցող աղմուկ:
Քանի որ քվանտացման գործընթացում լարման արժեքը ժամանակի յուրաքանչյուր ժամացույցի պահին կլորացվում է մոտակա քվանտացման մակարդակի վրա, լարման արժեքների ներկայացման սխալը միջակայքում է .
Հետեւաբար, որքան մեծ է քվանտացման քայլը, այնքան մեծ է քվանտացման սխալը: Ենթադրելով, որ որևէ արժեք հավասարապես հավանական է նշված սահմաններում, կարելի է ստանալ քվանտացման սխալի rms արժեքի արտահայտություն:
բրինձ 10,72
բրինձ 10,73
Քվանտացման աղմուկը իջեցնելը հասնում է միայն քվանտացման աստիճանը նվազեցնելու միջոցով: Քանի որ հարևանը քվանտացման մակարդակների միջև ճեղքվածք կա, ապա ակնհայտորեն նվազման հետ մեկտեղ, վոլտային արժեքների տվյալ տիրույթում, քվանտացման մակարդակների քանակը պետք է աճի: Թող լինի - լարման տատանման միջակայքի լայնությունը: Հետո քվանտային մակարդակների պահանջվող քանակը: Սովորաբար և.
Հետևաբար, կարելի է տեսնել, որ քվանտացման աղմուկի նվազումը նվազեցմամբ հանգեցնում է քվանտացման մակարդակների թվի ավելացմանը: Սա մեծացնում է բիթերի քանակը, երբ քվանտացման մակարդակների թվերը ներկայացված են երկուական կոդերով:
Հեռախոսային կապի կազմակերպման ժամանակ քվանտացման մակարդակների թվերը սովորաբար արտահայտվում են յոթից ութ-բիթանոց երկուական թվերով, իսկ քվանտացման մակարդակների քանակը հավասար է:
Վերևում քննարկված սխալների ՝ քվանտացման սխալների հետ մեկտեղ ՝ անալոգայինից թվային փոխարկման ժամանակ առաջանում են ապարատային սխալներ ՝ կապված առանձին ADC միավորների աշխատանքի անճշտությունների հետ: Այս սխալները հետագայում կբացահայտվեն ADC շղթայի տարբեր նախագծերը դիտարկելիս:
Թվայինից անալոգային փոխարկիչներ
Ստորև կքննարկենք թվայինից անալոգային փոխարկիչները (DAC), որոնք կառուցված են երկուական կոդի քաշի գործակիցներին համամասնական լարման կամ հոսանքների ամփոփման սկզբունքի վրա:
DAC միացում ՝ լարման ամփոփմամբ .
Գործող ուժեղացուցիչի վրա լարման հանրագումարով նման միացումներից մեկը ներկայացված է Նկարում: 10.71. Ձգանները կազմում են ռեգիստր, որում տեղադրվում են երկուական թվեր, որոնք նախատեսված են ելքի վրա համաչափ լարման արժեքների վերափոխելու համար: Ենթադրենք, որ յուրաքանչյուր մատնահետքի ելքի լարումը կարող է վերցնել երկու հնարավոր արժեքներից մեկը ՝ E - 1-ին և 0-ի վիճակներում 0:
Flip-flops- ի ելքերից լարումները փոխանցվում են DAC արտադրանքին `գործառնական ուժեղացուցիչի միջոցով, որը գործում է լարման կշռված գումարման ռեժիմում (անալոգային լրացում): Յուրաքանչյուր ձգանախմբի համար լրացուցիչ ներմուծում է տրամադրվում հավաքիչի մեջ `որոշակի փոխանցման հարաբերակցությամբ
Այսպիսով, n-bit ազդանշանի ելքից ստացված լարումը փոխանցվում է ուժեղացուցիչի ելքին փոխանցման գործակիցով .; (n-1) թվանշանի այս գործակիցը. ; (n-2) թվանշանի համար.
և այլն
Ուշադրություն դարձրեք այն փաստին, որ ուժեղացուցիչի շահույթներն իր անհատական \u200b\u200bմուտքերից նույն հարաբերությունների մեջ են, ինչ երկուական համարի համապատասխան բիթերի կշռման գործոնները: Այսպիսով, 2 անգամ [ավելին, իսկ n- րդ կատեգորիայի կշռման գործակիցը 2 անգամ ավելի է, քան (n-1) րդ կատեգորիայի կշռման գործակիցից: Հետևաբար, 1-ին վիճակում գտնվող անհատական \u200b\u200bբիթերի տրիգերների ելքերից ուժեղացուցիչին թողարկվող լարումները համաչափ են բիթերի կշռման գործոններին:
Եթե \u200b\u200bմի քանի արտանետումների գործարկիչները միաժամանակ գտնվում են 1 վիճակում, ապա ուժեղացուցիչի ելքի լարումը հավասար է անհատական \u200b\u200bազդակներից այս ելքին փոխանցվող լարման գումարին: Երկուական համարի առանձին թվանշանների թվանշանները թող գրանցամատյանում: Դրանից հետո ուժեղացուցիչի ելքի լարումը
Այստեղ N- ը գրանցամատյանում մուտքագրված երկուական համարի տասնորդական արժեքն է:
Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ DAC ելքի լարումը համամասնական է գրանցամատյանում համարի արժեքին:
Հաշվի առեք DAC- ի աշխատանքը այն դեպքում, երբ ազդանշանների վրա երկուական հաշվիչ է կառուցված: Եթե \u200b\u200bայս հաշվիչի մուտքի վրա կիրառեք իմպուլսների հաջորդականություն, ապա յուրաքանչյուր հաջորդ զարկերակի ժամանմամբ, հաշվիչի համարը կավելանա մեկով, իսկ DAC- ի ելքի լարումը կբարձրանա մեկ միավորին համապատասխանող միավորի միավորին: վաճառասեղանի նվազագույն նշանակալի մասը: Նման քայլի չափը ... Այսպիսով, DAC ելքի լարումը կունենա աստիճանական ձև, ինչպես ցույց է տրված Նկարում: 10.72: Իմպուլսների ժամանումից հետո բոլոր հաշվիչի բիթերը պարունակում են 1, առավելագույն լարումը ձեւավորվում է DAC ելքում
բրինձ 10,74
Մեծ քանակությամբ արտանետումներով և ... Հետագայում, հաջորդ զարկերակով, հաշվիչը կվերականգնվի զրոյի, իսկ DAC- ի ելքային լարումը նույնպես կլինի զրո: Դրանից հետո հաշվիչը սկզբից սկսում է հաշվել իմպուլսները, և DAC ելքում կրկին ձեւավորվում է քայլ լարման:
Փոխարկիչի ընդհանուր բացարձակ սխալը պետք է պակաս լինի ելքային լարման, որը համապատասխանում է մուտքային երկուական համարի նվազագույն նշանակալի բիթի միավորին:
բրինձ 10,75
բրինձ 10,76
Այստեղից դուք կարող եք ձեռք բերել հարաբերական սխալի պայման.
Այս հարաբերությունը որոշում է փոխարկիչի հարաբերական սխալի և դրա բիթերի քանակի միջև փոխհարաբերությունը n. Այսպիսով, for:
Դիտարկվող փոխարկիչի շրջանի թերությունները.
- օգտագործվում են բարձր ճշգրտության ռեզիստորներ ՝ տարբեր դիմադրություններով;
- դժվար է ապահովել ազդանշանների ելքային լարման բարձր ճշգրտությունը:
Այս թերությունները վերացվում են Նկարում ներկայացված DAC շղթայում: 10.73, որը ցույց է տալիս եռանիշ փոխարկիչի միացում: Դժվար չէ կառուցել մի շղթա `տրված թվանշանների քանակով: Այս շղթայի առանձնահատկությունները, որոնք կոչվում են միացում `դիմադրության նսեմացնողի լարման ամփոփմամբ, այն է, որ, առաջին հերթին, օգտագործվում են միայն երկու դիմադրության արժեքներ ունեցող ռեզիստորներ (R և 2R), և երկրորդ, ազդակների ելքային լարման ուղղակիորեն չեն մասնակցում DAC- ի ելքային լարման ձևավորմանը, բայց դրանք օգտագործվում են միայն ստեղների վիճակը վերահսկելու համար, այսինքն `վերացվում են նախորդ DAC շրջանի վերոհիշյալ թերությունները (տե՛ս Նկար 10.71):
Եկեք ավելի սերտ նայենք նման փոխարկիչի աշխատանքին: Յուրաքանչյուր լիցքաթափում կա երկու ստեղ, որոնցից մեկի միջոցով լարման E- ն մատակարարվում է դիմադրության նսեմացմանը, մյուսի միջոցով `զրոյական լարման:
Եկեք որոշենք գրանցամատյանում տեղադրված համարի անհատական \u200b\u200bթվանշանների միավորներից DAC- ի ելքում առաջացող լարումները: Թող գրանցամատյանում մի թիվ մուտքագրվի: Ձգանը գտնվում է 1-ին վիճակում, իսկ երրորդ բիտում ստեղնը բաց է, մնացած թվանշաններում տրիգերները գտնվում են 0 վիճակում, իսկ ստեղները և բաց (Նկար 10.74, ա): Հաջորդական վերափոխումներով դուք կարող եք ստանալ շրջան (նկ. 10.74,<3), из которой следует, что напряжение в точке .
Եթե \u200b\u200bգրանցամատյանում թիվ եք դնում, ապա նեղացուցիչը կարող է ներկայացվել Նկարում ցույց տրված շղթայով: 10.75, ա. Փոխակերպելով այն, այն կարող է վերածվել նկարի վրա նշված սխեմայի: 10.75, ժամը. Ah կետում առաջացող լարումը ունի նույն [արժեքը, ինչ կետում նախորդ շղթայում: Նկ. 10.75-ից երեւում է, որ փոխարկիչի ելքին փոխանցվելիս այս լարումը բաժանվում է երկուսի և, այդպիսով,:
Կարելի է ցույց տալ, որ մի շարք համար սթրեսը գտնվում է մի կետում: Երբ այս լարումը տեղափոխվում է կետի և կետից կետ հետագա, լարումը բաժանվում է յուրաքանչյուրի երկու անգամ և .
Այսպիսով, ռեգիստրում երկուական համարի անհատական \u200b\u200bբիթերի միավորներին համապատասխանող ելքային լարումը համամասն է բիթերի քաշի գործակիցներին: N-bit ռեգիստրով, երկուական համարի բիթերի թվանշանները նշելով, մենք ստանում ենք լարման արտահայտությունը DAC ելքում.
Արտահայտությունից կարելի է տեսնել, որ DAC- ի ելքային լարումը համամասնական է գրանցամատյանում տեղադրված N թվի արժեքին:
Այս շրջագծում ապարատային փոխարկման սխալները կապված են դիմադրողների դիմադրությունների շեղումների հետ իրենց անվանական արժեքներից, ստեղների անկատարությունից (փակ ստացված վիճակում իրական ստեղնի դիմադրությունը հավասար չէ անվերջությանը, իսկ բաց վիճակում ՝ հավասար չէ զրոյի), լարման աղբյուրի անկայունությունը E. Այս շեղումները ամենամեծ ազդեցությունն են թողնում DAC սխալի վրա. ավելի բարձր թվանշաններում:
DAC միացում հոսանքների գումարմամբ .
Նկարում 10.76-ը ցույց է տալիս DAC շղթայի մեկ այլ տարբերակ `մի հոսանք` դիմադրության նսեմացուցիչում հոսանքների գումարման միջոցով: Կայուն լարման աղբյուրի E- ի փոխարեն, այս շղթան օգտագործում է կայուն հոսանքի աղբյուրներ: Եթե \u200b\u200bմատով խփելը գտնվում է 1-ին վիճակում, I աղբյուրի հոսանքը հանրային բանալու միջով հոսում է դեպի դիմադրության նսեմացնող: եթե ձգանը գտնվում է 0 վիճակում, ապա բացվում է մեկ այլ բանալի, որը փակում է աղբյուրը: Նկարում 10.77, և ցուցադրվում է համարին համապատասխան դիագրամը: Փոխակերպումների միջոցով այն վերածվում է համարժեք շղթաների Նկ. 10.77.6 և գ, որտեղից հետևում է ... Նույն լարումը գոյանում է ցանկացած կետից, եթե գրանցման համապատասխան բիթը պարունակում է մեկը: Երբ լարումը փոխանցվում է այս կետերի միջեւ, լարումը բաժանվում է երկուսի և, հետեւաբար, ելքային լարման
DAC- ում օգտագործվող տարրեր .
Հաշվի առեք DAC- ում օգտագործվող տարրերի սխեմաները:
Կայուն լարման աղբյուր: Նկարում 10.78-ը ցույց է տալիս պարզ լարման կարգավորիչի դիագրամ: Տրանզիստորը շարքով միացված է կայունացուցիչի մուտքի և ելքի միջև: Ելքային լարման կայունացումը ապահովվում է այն փաստով, որ մուտքային լարման ավելացումով տրանզիստորի վրայով լարումը մեծանում է և հակառակը, նվազումով `տրանզիստորի վրայով լարումը նվազում է: Այսպիսով, մուտքային լարման բոլոր փոփոխությունները խոնավանում են տրանզիստորում: Տրանզիստորի այս ռեժիմը տրամադրվում է տրանզիստորի վրա կառուցված ուժեղացուցիչի միջոցով: Ենթադրենք, օրինակ, այն աճում է և, որպես արդյունք, հակված է աճելու և: Փոքր աճը, աճելով, զգալիորեն նվազեցնում է կոլեկտորի և բազայի վրա լարումը, ավելանում է կոլեկտորի և տրանզիստորի արտանետողի լարման անկումը:
|
|
բրինձ 10,77 | բրինձ 10,78 |
Ռեզիստորի և զեներային դիոդի շղթան ապահովում է կայուն լարում էմիտերի շղթայում, որը ձգտում է արգելափակել տրանզիստորը: Այս բացասական կողմնակալությունը փոխհատուցելու համար օգտագործվում է դրական լարում, որը վերցված է ռեզիստորներից կազմված լարման բաժանարար ռեզիստորից և. Որքան շատ, այնքան ավելի շատ լարում պետք է փոխանցվի բազային, և միևնույն ժամանակ, լարման փոփոխությունների մեծ մասը կկիրառվի բազայի վրա և, ուժեղացված, փոխանցվի բազային:
Կայուն հոսանքի աղբյուր: Ընթացիկ կայունացուցիչը, որի դիագրամը ներկայացված է Նկարում: 10.79, աշխատում է նույն կերպ, ինչպես լարման կարգավորիչը: Տարբերությունն այն է, որ տրանզիստորի վրա ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը հանվում է ռեզիստորից, որն ընթացիկ կայունացուցիչի շղթայում միացված է բեռի հետ սերիայի (բեռնվածքի հոսքն անցնում է I- ով: Եթե, օրինակ, այն ավելանում կամ նվազում է և , այսպիսով, հոսանքը ձգտում է աճել, այն մեծացնում է տրանզիստորի միջև և հիմքում գտնվող լարումը, ինչը հանգեցնում է կոլեկտորի և բազայի ներուժի նվազմանը, ավելացնում է լարումը կոլեկտորի և տրանզիստորի հիմքի միջև, ինչը կանխում է ընթացիկ I- ի աճը:
Հիմնական սարքեր: Փոխարկիչի ստեղները դիմադրության ցանցի վրա լարման գումարման գումարով (տե՛ս Նկար 10.73) կարող են կատարվել Նկարում պատկերված գծապատկերի համաձայն: 10.80, ա. Տրանզիստորներ և կառավարվում են ձգանի արդյունքների լարման միջոցով: Արդյունքը միացված է դիմադրության նսեմացմանը:
Flip-flop- ը թող լինի վիճակում 1. Իր հակադարձ ելքում կա զրոյական ներուժ, և տրանզիստորը, որի հիմքին է մատակարարվում այդ ներուժը, փակ է: Ձգանի ուղղակի ելքում կա բարձր լարում, որը, մտնելով տրանզիստորի մուտքը, այն բաց է պահում: Լարման E- ն մատակարարվում է դիմադրության նսեմացնողին բաց տրանզիստորի միջոցով: Եթե ձգանը գտնվում է 0 վիճակում, տրանզիստորը փակ է, իսկ բաց տրանզիստորի միջոցով զրոյական լարումը մատակարարվում է դիմադրության նսեմացնողին:
Այսպիսով, այս սխեմայի համաձայն պատրաստված սարքը փոխարկիչի արտանետման մեջ երկու անջատիչի դեր է խաղում:
Հոսանքների գումարմամբ փոխարկիչում բարձր պահանջներ չեն դրվում հանրային բանալու փոքր դիմադրության վրա: Այս փոխարկիչում կարող է օգտագործվել դիոդային անջատիչ, որի սխեման ներկայացված է Նկարում: 10.80.6. Եթե \u200b\u200bFlip-flop- ը 0 վիճակում է, ապա flip-flop- ի հակադարձ ելքից մատակարարվող բարձր լարման շնորհիվ դիոդը բաց է մնում: Աղբյուրի հոսքը փակվում է դիոդի և ձգանման միջոցով: Եթե \u200b\u200bմատով խփելը գտնվում է 1-ին վիճակում, դիոդը փակ է, և հոսանքը I- ը փակվում է դիոդի և դիմադրության նոսրացման միջոցով:
|
|
բրինձ 10,79 | բրինձ 10.80 |
Անալոգային թվային փոխարկիչներից
Եկեք քննարկենք տարբեր սկզբունքների վրա կառուցված ADC- ների մի քանի տեսակներ:
A / D փոխարկիչ `միջանկյալ փոխակերպմամբ
լարումը ժամանակային միջակայքում
.
Այս տեսակի փոխարկիչի սխեման ներկայացված է Նկարում: 10.81, ա, ժամանակի գծապատկերներ, որոնք պատկերում են փոխարկիչի գործընթացները - Նկարում: 10.81.6.
Եկեք քննարկենք այս փոխարկիչի աշխատանքը: Clockամացույցի հաջորդ զարկերակով հաշվիչը զրոյի է վերածվում, և միևնույն ժամանակ սկսվում է գծային փոփոխվող լարման (CLV) գեներատորը: CLAY- ի ելքային լարումը մատակարարվում է երկու համեմատիչների մուտքերին, և որոնց մյուս մուտքերին, համապատասխանաբար, մատակարարվում են զրոյական լարում և թվային ձևի փոխարկվող լարումը: Այն ժամանակ, երբ թեքահարթակի լարումը, փոքր բացասական արժեքներից մեծանալով, անցնում է զրոյի, առաջին համեմատիչը թողարկում է զարկերակ: Այս զարկերակը գործարկիչը դնում է վիճակի 1. Երբ թեքահարթակի լարումը անցնում է արժեքը, երկրորդ համեմատիչը տալիս է զարկերակ: Այս զարկերակը ձգանը վերադարձնում է զրոյական վիճակի:
բրինձ 10,81
T ժամանակը, որի ընթացքում flip-flop- ը գտնվում է 1 վիճակում, համամասնական է մուտքային լարման: Այսպիսով, մուտքային լարումը վերափոխվում է ժամանակի տիրույթի:
T ժամանակի ընթացքում գործարկիչի ելքից դեպի AND տարրի մուտքի վրա կիրառվում է բարձր լարում, և զարկերակի հաջորդականության գեներատորի (GIP) իմպուլսները տարրի միջով անցնում են դեպի հաշվիչի մուտքը (Cch): Ակնհայտ է, որ հաշվիչի մեջ դրված թիվը համամասնական է T- ին, ուստի նաև:
Նոր լարման ընթերցում ստանալու համար անհրաժեշտ է նորից գործարկել մեկնարկային զարկերակը: Այսպիսով, ձգանման իմպուլսները պետք է հետևեն նմուշառման արագությանը: Եկեք ցույց տանք, թե ինչպես են որոշվում փոխարկիչի տարրերի պարամետրերը:
Հաշվիչ բիթերի քանակը: Փոխարկիչի նշված հարաբերական սխալը որոշում է առավելագույն թիվը, մինչև որ հաշվիչը պետք է հաշվի.
Հաշվիչ բիթերի քանակը հայտնաբերվում է որպես անհավասարությունը բավարարող նվազագույն n
Pարկերակային գեներատորի հաճախականությունը: Արժեքը թվին փոխակերպելու գործընթացը տևում է T, համամասնորեն: Առավելագույն արժեքը կոչվում է փոխարկման ժամանակ.
որտեղ և F համապատասխանաբար իմպուլսային գեներատորի ժամանակահատվածն ու հաճախականությունը: Այստեղից
Փոխարկիչ նախագծելիս ժամանակը նշվում է: Այս պարամետրը սահմանում է փոխարկիչի այսպես կոչված դինամիկ սխալը `այն բանի շնորհիվ, որ մուտքի լարումը կարող է փոխվել փոխակերպման ընթացքում: Timeամանակի ընթացքում փոփոխությունը պետք է լինի պակաս, քան հաշվիչի նվազագույն նշանակալի բիթի միավորին համապատասխանող լարման:
Կավի լարման թեքություն: Այս պարամետրը:
Փոխարկիչի ապարատային սխալները կապված են դրա առանձին տարրերի շահագործման անճշտության հետ. Կավի լարման ոչ գծայնություն; այն ժամանակի շեղումները, երբ զարկերակը թողարկվում է համեմատողի կողմից համեմատիչի մուտքային լարման ճշգրիտ հավասարության պահից. ձգանի վերջի ժամանակը, AND տարրը; գեներատորի զարկերակի կրկնության արագության անկայունություն:
Փակ օղակի անալոգային-թվային փոխարկիչ .
Այս տեսակի փոխարկիչի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկարում: 10.82, ա.
Theամացույցի զարկերակը (TI) վերականգնում է Cc հաշվիչը զրոյի: Eroրո լարումը տեղի է ունենում DAC- ի ելքում, որը փոխում է հաշվիչի քանակը համամասնական լարման: Հաստատվում է անհավասարություն, որի դեպքում համեմատողը K- ն ապահովում է AND տարրի մուտքը տեղեկամատյան մակարդակով: 1. Այս դեպքում GUI- ի զարկերակային հաջորդականության գեներատորի իմպուլսներն անցնում են AND տարրի միջով և դեպի հաշվիչի մուտքը: Հաշվիչի մուտքի մոտ ստացված յուրաքանչյուր իմպուլս առաջացնում է դրանում պահվող թվի մեկով ավելացում, DAC- ի ելքի լարումը մեծանում է մեկ տարրական քայլով: Այսպիսով, լարումը մեծանում է աստիճանաբար, ինչպես ցույց է տրված Նկարում: 10.82.6.
Այն ժամանակ, երբ լարումը հասնում է գերազանցող մակարդակի, համեմատիչը դուրս է բերում տեղեկամատյանային մակարդակ: 0, իսկ հետո դադարեցվում է գեներատորի իմպուլսների մուտքը հաշվիչ: Հաշվիչում այս անգամ ստացված թիվը համամասնական է լարման:
բրինձ 10,82
Հաշվի առնելով այն փաստը, որ քննարկվող տիպի ADC- ն չի օգտագործում լարման հանգույցի գեներատոր, դրա ապարատային սխալներն ավելի քիչ են, քան կարող են լինել ADC- ում `միջանկյալ փոխելով ժամանակային միջակայքի:
Հետևման տեսակի անալոգային-թվային փոխարկիչ .
Վերևում քննարկված ADC- ների երկու տեսակներն աշխատում են ցիկլային ռեժիմով: Դրանցում յուրաքանչյուր հաջորդական ժամացույցի զարկերակը փոխարկիչը դնում է իր նախնական վիճակի, որից հետո սկսվում է փոխարկման գործընթացը: Նման փոխարկիչների արագությունը սահմանափակվում է հիմնականում հաշվիչի արագությամբ (մասնավորապես `դրա նվազագույն նշանակության բիթերի մատնահետքերի արագությամբ, որոնցում անջատումը տեղի է ունենում բարձր հաճախականությամբ):
Գործնականում հաճախ օգտագործվում է ոչ ցիկլային փոխարկիչ, որի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկարում: 10.83: Այս շղթան նախորդ տիպի փոխարկիչի շղթայից տարբերվում է նրանով, որ այն օգտագործում է հակառակ հաշվիչ Cch, որը վերահսկվում է համեմատիչի K. ելքից ստացված ազդանշաններով: Երբ հաշվիչը տեղադրվում է ուղիղ հաշվարկի ռեժիմում, GUI գեներատորի իմպուլսները մուտքագրումը հաջորդաբար ավելացնում է դրա քանակը, լարումը մեծանում է մինչև հասնի լարման մակարդակին: Երբ հաշվիչը միացված է հետհաշվարկի ռեժիմին, որի ժամանակ հաշվիչի թիվը նվազում է, և, հետևաբար, լարումը նվազում է մինչև արժեքին հասնելը:
Այսպիսով, t / in լարման ժամանակից կախված բոլոր փոփոխությունները վերահսկվում են DAC ելքի լարման միջոցով:
Timeամանակի անհրաժեշտ պահերին հաշվիչի ելքից կարելի է վերցնել արժեքներին համաչափ թվեր:
բրինձ 10.83
Բիտ տիպի անալոգային-թվային փոխարկիչ .
Փոխարկիչի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկարում: 10.84: Փոխարկիչում կա թվային ռեգիստր, որը կառուցված է RS flip-flops- ների վրա: Այս ռեգիստրը լարումին համամասնական թիվ է կազմում:
Սկզբում մեկը գրվում է միայն այս ռեգիստրի ամենանշանակալի բիթի ձգանման վրա: Գրանցամատյանում ստացված թիվը DAC- ի միջոցով վերափոխվում է լարման, որը համեմատվում է լարման հետ: Եթե \u200b\u200bանհավասարությունը պահպանվում է, ապա այն թիվը, որին այն փոխարկվում է, իրոք պարունակում է մեկը ամենանշանակալից բիտում: Եթե \u200b\u200bանհավասարությունը չի բավարարվում, ձգանը զրոյացվում է:
Հաջորդը, միավորը գրվում է ռեգիստրի հաջորդ (n-1) -րդ բիթի ձգանի վրա և կրկին համեմատելով այս պահին մատյանում առկա թվին համապատասխանող c լարումը `պարզվում է, թե արդյոք միավորը պետք է լինի Այս բիթում պահված կամ այս բիթի ձգանը պետք է վերադարձվի վիճակ 0. Այսպիսով, կատարվում է բոլոր n բիթերում զննելու գործընթացը, որից հետո գրանցամատյանում ստացված թիվը կարող է ուղարկվել արդյունքի:
Հաշվի առեք փոխարկիչում այս գործողությունների իրականացումը (տե՛ս նկ. 10.84): Clockամացույցի զարկերակը գործարկիչը դնում է 1 վիճակի, իսկ մյուսը ՝ վիճակը 0. Նույն զարկերակը միաժամանակ գրում է մեկը հերթափոխի ռեգիստրի ամենանշանակալից բիտին RG, և տեղեկամատյանային մակարդակը հայտնվում է գրանցամատյանի n- րդ ելքում: մեկը
Համեմատողը համեմատում է համարների գրանցամատյանում ներկայումս առկա թվին համապատասխանող c- ն, և պայմանը բավարարվելիս այն դուրս է բերում տեղեկամատյանային մակարդակը: մեկը
Երբ հերթափոխի զարկերակն է գալիս, համեմատողի ելքից մակարդակը տարրի միջոցով փոխանցվում է տարրի մուտքին, և եթե այս մակարդակը մատյան էր: 1, այնուհետև flip-flop- ը վերադառնում է վիճակ 0. Հերթափոխային զարկերակի ավարտին ավարտվում է գրանցամատյանի բովանդակության աջից մեկ բիթ տեղափոխելու գործընթացը, հայտնվում է մատյան մակարդակը: 1-ը այս ռեգիստրի (n-1)-րդ ելքի վրա, գործարկիչը դրվում է վիճակի 1. Հետագա հերթափոխի զարկերակի ժամանման հետ որոշվում է պահանջվող ձգանման վիճակը և (զարկերակի վերջում ձգանը դրված է 1 պետություն:
Այս գործողությունները կրկնվում են մինչև որոշվի բոլոր ազդակների վիճակը:
Այս հոդվածում քննարկվում են տարբեր տեսակի ADC- ների գործունեության սկզբունքի հետ կապված հիմնական խնդիրները: Միևնույն ժամանակ, անալոգայինից թվային փոխարկման մաթեմատիկական նկարագրությանը վերաբերող մի շարք կարևոր տեսական հաշվարկներ մնացին հոդվածի շրջանակներում, բայց տրամադրվում են հղումներ, որոնց միջոցով հետաքրքրված ընթերցողը կարող է ավելի խորը դիտարկել ADC գործողության տեսական ասպեկտները: , Այսպիսով, հոդվածն ավելի շատ զբաղվում է ADC- ի գործունեության ընդհանուր սկզբունքների ըմբռնմամբ, քան նրանց աշխատանքի տեսական վերլուծությամբ:
Ներածություն
Որպես ելակետ, եկեք սահմանենք անալոգայինից թվային փոխարկումը: Անալոգայինից թվային փոխարկումը մուտքային ֆիզիկական մեծությունն իր թվային ներկայացման մեջ փոխակերպելու գործընթաց է: Անալոգայինից թվային փոխարկիչը սարքն է, որն իրականացնում է այս փոխարկումը: Ձևականորեն, ADC- ի մուտքային արժեքը կարող է լինել ցանկացած ֆիզիկական մեծություն `լարում, հոսանք, դիմադրություն, հզորություն, զարկերակի կրկնության արագություն, լիսեռի ռոտացիայի անկյուն և այլն: Այնուամենայնիվ, հանուն որոշակիության, հետևյալում ՝ ADC ասելով, մենք նկատի կունենանք բացառապես լարման-կոդի փոխարկիչներ:
Անալոգայինից թվային փոխարկման հասկացությունը սերտորեն կապված է չափման հայեցակարգի հետ: Չափումը վերաբերում է չափված արժեքը որոշակի ստանդարտի հետ համեմատելու գործընթացին. Անալոգայինից թվային փոխարկման ժամանակ մուտքային արժեքը համեմատվում է որոշակի տեղեկանքի արժեքի հետ (որպես կանոն, հղման լարման հետ): Այսպիսով, անալոգայինից թվային փոխարկումը կարող է դիտվել որպես մուտքային ազդանշանի արժեքի չափում, և դրա համար կիրառելի են չափագիտության բոլոր հասկացությունները, ինչպիսիք են չափման սխալները:
ADC- ի հիմնական բնութագրերը
ADC- ն ունի բազմաթիվ բնութագրեր, որոնցից հիմնականներն են փոխարկման հաճախականությունը և բիթի խորությունը: Փոխակերպման արագությունը սովորաբար արտահայտվում է վայրկյանում նմուշներով (SPS), իսկ բիթի խորությունը `բիթերով: ADամանակակից ADC- ները կարող են լինել մինչև 24 բիթ լայնություն, իսկ փոխակերպումները մինչև GSPS միավոր (իհարկե ոչ միաժամանակ): Որքան բարձր է արագությունն ու բիթի խորությունը, այնքան դժվար է պահանջվող բնութագրերը ձեռք բերել, այնքան ավելի թանկ և բարդ է փոխարկիչը: Փոխակերպման արագությունը և բիթի խորությունը կապված են միմյանց հետ որոշակի ձևով, և մենք կարող ենք բարձրացնել արդյունավետ փոխարկման բիթի խորությունը ՝ զոհաբերելով արագությունը:
ADC տեսակները
Գոյություն ունեն ADC- ների բազմաթիվ տեսակներ, բայց սույն հոդվածի նպատակների համար մենք կսահմանափակվենք միայն հետևյալ տեսակների դիտարկմամբ.
- ADC զուգահեռ փոխարկում (ուղղակի փոխարկում, ֆլեշ ADC)
- Հաջորդական մոտավորություն ADC (SAR ADC)
- delta sigma ADC (լիցքավորված հավասարակշռված ADC)
Ուղղակի (զուգահեռ) փոխակերպման ADC- ները ունեն ամենաբարձր արագությունը և ամենացածր բիթի խորությունը: Օրինակ, TLC5540 զուգահեռ փոխակերպման ADC- ն Texas Instruments- ից ունի 40MSPS արագություն `ընդամենը 8 բիթի մի փոքր լայնությամբ: Այս տեսակի ADC- ն կարող է ունենալ փոխարկման տեմպեր մինչև 1 GSPS: Այստեղ կարելի է նշել, որ խողովակաշարային ADC- ները ունեն նույնիսկ ավելի բարձր ցուցանիշներ, բայց դրանք մի քանի ADC- ների համադրություն են `ավելի ցածր կատարողականով, և դրանց քննարկումը վեր է սույն հոդվածի շրջանակից:
Բիթ-արագության շարքում գտնվող միջին խորքը զբաղեցնում է հաջորդական մոտավոր ADC- ն: Բնորոշ արժեքներն են 12-18 բիթ ՝ 100KSPS-1MSPS փոխարկման արագությամբ:
Ամենամեծ ճշգրտությանը հասնում են սիգմա-դելտա ADC- ները `ներառյալ մինչև 24 բիթ հզորություն և SPS ստորաբաժանումներից դեպի KSPS ստորաբաժանումներ արագություն:
Վերջերս անցյալում օգտագործված գտած ADC- ի մեկ այլ տեսակ է `ինտեգրվող ADC- ն: Ինտեգրվող ADC- ն այժմ հիմնականում փոխարինվում է այլ տեսակի ADC- ով, բայց դրանք կարող են հայտնաբերվել հին գործիքներում:
ADC ուղղակի փոխարկում
Ուղղակի փոխակերպման ADC- ները լայն տարածում գտան 1960-70-ականներին, իսկ որպես ինտեգրալային շղթաներ սկսեցին արտադրվել 1980-ականներին: Դրանք հաճախ օգտագործվում են «խողովակաշարային» ADC- ներում (դրանք չեն քննարկվում սույն հոդվածում) և ունեն 6-8 բիթ հզորություն մինչև 1 GSPS արագությամբ:
Ուղղակի փոխակերպման ADC- ի ճարտարապետությունը ներկայացված է Նկարում: մեկը
Նկար: 1. Ուղղակի փոխակերպման ADC բլոկային դիագրամ
ADC- ի շահագործման սկզբունքը չափազանց պարզ է. Մուտքային ազդանշանը միաժամանակ սնվում է համեմատիչների բոլոր «գումարած» մուտքերին, և մի շարք վոլտեր են մտնում «մինուս» -ի, որոնք ստացվում են տեղեկանքի լարումից `բաժանելով ռեզիստորների R. Շղթայի համար Նկ. 1 այս շարքը կլինի այսպիսին.
Թող ADC մուտքի վրա կիրառվի 1/2 Uref հավասար լարման: Այնուհետև կաշխատեն առաջին 4 համեմատիչները (եթե հաշվում եք ներքևից), և դրանց արդյունքների վրա կհայտնվեն տրամաբանական միավորներ: Առաջնահերթ ծածկագրիչը կստեղծի երկուական կոդ նորերի «սյունակից», որը ամրագրվում է ելքային ռեգիստրի կողմից:
Այժմ պարզ է դառնում նման փոխարկիչի առավելություններն ու թերությունները: Բոլոր համեմատիչները գործում են զուգահեռաբար, սխեմայի հետաձգման ժամանակը հավասար է մեկ համեմատիչի հետաձգման ժամանակին գումարած ծածկագրիչի հետաձգման ժամանակը: Համեմատիչը և կոդավորիչը կարող են կատարվել շատ արագ, արդյունքում ամբողջ շղթան ունի շատ բարձր արագություն:
Բայց N բիթ ստանալու համար անհրաժեշտ է 2 ^ N համեմատիչ (և կոդավորիչի բարդությունը աճում է նաև որպես 2 ^ N): Դիագրամը Նկարում: 1. պարունակում է 8 համեմատիչ և ունի 3 բիթ, 8 բիթ ստանալու համար անհրաժեշտ է 256 համեմատիչ, 10 բիթի համար `1024 համեմատիչ, 24-բիթանոց ADC- ի համար դրանցից կպահանջվի ավելի քան 16 միլիոն: Այնուամենայնիվ, տեխնիկան դեռ չի հասել նման բարձունքներ
Հաջորդական մերձեցում ADC
Հաջորդական մերձեցման ռեգիստր (SAR) անալոգային-թվային փոխարկիչը չափում է մուտքային ազդանշանի մեծությունը `կատարելով մի շարք հաջորդական« կշիռներ », այսինքն` մուտքային լարման արժեքի համեմատություններ հետևյալ կերպ գեներացված մի շարք արժեքների հետ.
1. առաջին քայլում ներկառուցված թվային-անալոգային փոխարկիչի ելքում դրվում է 1 / 2Uref- ին հավասար արժեք (այսուհետ ՝ ենթադրում ենք, որ ազդանշանը գտնվում է միջակայքում (0 - Uref):
2. եթե ազդանշանն ավելի մեծ է, քան այս արժեքը, ապա այն համեմատվում է մնացած միջակայքի մեջտեղում ընկած լարման հետ, այսինքն, այս դեպքում ՝ 3 / 4Uref: Եթե \u200b\u200bազդանշանը սահմանված մակարդակից պակաս է, ապա հաջորդ համեմատությունը կկատարվի մնացած միջակայքի կեսից պակաս (այսինքն ՝ 1 / 4Uref մակարդակի հետ):
3. Քայլ 2-ը կրկնվում է N անգամ: Այսպիսով, N համեմատությունները («կշիռներ») առաջացնում են արդյունքի N բիթ:
Նկար: 2. Հաջորդական մերձեցման ADC- ի բլոկային դիագրամ:
Այսպիսով, SAR ADC- ն բաղկացած է հետևյալ ստորաբաժանումներից.
1. Համեմատող: Այն համեմատում է «քաշի» լարման մուտքային արժեքը և ընթացիկ արժեքը (Նկ. 2.-ում նշված է եռանկյունով):
2. Թվային անալոգային փոխարկիչ (DAC): Այն առաջացնում է «քաշի» լարման արժեք ՝ ելնելով մուտքային թվային կոդից:
3. Հաջորդական մերձեցման գրանցում (Հաջորդական Մոտեցման Ռեգիստր, ՀՍՍ): Այն իրականացնում է հաջորդական մոտավորության ալգորիթմը ՝ առաջացնելով DAC մուտքագրին մատակարարվող ծածկագրի ընթացիկ արժեքը: ADC- ի այս ամբողջ ճարտարապետությունն իր անունով է կոչվել:
4. Նմուշի պահման սխեմա (Sample / Hold, S / H): Այս ADC- ի շահագործման համար սկզբունքորեն կարևոր է, որ մուտքային լարումը կայուն մնա փոխակերպման ամբողջ ցիկլի ընթացքում: Այնուամենայնիվ, «իրական» ազդակները ժամանակի ընթացքում փոխվում են: Նմուշի և պահման շղթան «հիշում է» անալոգային ազդանշանի ընթացիկ արժեքը և այն պահում է անփոփոխ սարքի ողջ աշխատանքային ցիկլում:
Սարքի առավելությունը փոխակերպման համեմատաբար բարձր արագությունն է. N-bit ADC- ի փոխարկման ժամանակը N ժամացույցի ցիկլեր է: Փոխակերպման ճշգրտությունը սահմանափակվում է ներքին DAC- ի ճշգրտությամբ և կարող է լինել 16-18 բիթ (այժմ սկսել են հայտնվել 24-բիթանոց SAR ADC- ներ, օրինակ ՝ AD7766 և AD7767):
Delta Sigma ADC
Վերջապես, ADC- ի ամենահետաքրքիր տեսակը սիգմա-դելտա ADC- ն է, որը գրականության մեջ երբեմն անվանում են որպես լիցքավորված հավասարակշռված ADC: Սիգմա-դելտա ADC- ի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկարում: 3
Նկար 3 Սիգմա-դելտա ADC- ի բլոկային դիագրամ:
Այս ADC- ի գործունեության սկզբունքը մի փոքր ավելի բարդ է, քան ADC- ի այլ տեսակների: Դրա էությունն այն է, որ մուտքային լարումը համեմատվում է ինտեգրիչի կողմից կուտակված լարման արժեքի հետ: Դրական կամ բացասական բևեռականության իմպուլսները մատակարարվում են ինտեգրիչի մուտքին `կախված համեմատության արդյունքից: Այսպիսով, այս ADC- ն պարզ հետևման համակարգ է. Ինտեգրատորի ելքի լարումը «հետապնդում է» մուտքային լարումը (նկ. 4): Այս շղթայի արդյունքը զրոյի և համադրիչի ելքի հոսքի հոսքն է, որն այնուհետև անցնում է թվային ցածր անցումային ֆիլտրի միջով, որի արդյունքում ստացվում է N-bit արդյունք: LPF- ը Նկարում: 3. «Դեզիմատորի» հետ զուգորդվում է մի սարք, որը նվազեցնում է նմուշների կրկնության տեմպը ՝ դրանք «տասնապատկելով»:
Նկար: 4. Sigma-delta ADC- ն ՝ որպես հետևող համակարգ
Խստության համար պետք է ասել, որ Նկ. 3-ը առաջին կարգի սիգմա-դելտա ADC- ի բլոկային դիագրամ է: Երկրորդ կարգի սիգմա-դելտա ADC- ն ունի երկու ինտեգրատոր և երկու հետադարձ կապ, բայց այստեղ չի լուսաբանվի: Այս թեմայով հետաքրքրվողները կարող են դիմել:
Նկարում 5-ը ցույց է տալիս ազդանշանները ADC- ում զրոյական մակարդակի վրա մուտքի վրա (վերևում) և Vref / 2 մակարդակի վրա (ներքևում):
Նկար: 5. Ազդակները ADC- ում ՝ մուտքի մուտքի տարբեր ազդանշանային մակարդակներում:
Այժմ, չխորանալով բարդ մաթեմատիկական վերլուծության մեջ, փորձենք հասկանալ, թե ինչու են սիգմա-դելտա ADC- ները ունեն ներքին աղմուկի շատ ցածր մակարդակ:
Հաշվի առեք սիգմա-դելտա մոդուլյատորի բլոկային դիագրամը, որը ցույց է տրված Նկարում: 3, և այն ներկայացնում ենք հետևյալ կերպ (նկ. 6):
Նկար: 6. Սիգմա-դելտա մոդուլյատորի բլոկային դիագրամ
Այստեղ համեմատիչը ներկայացված է որպես լրացում, որն ավելացնում է շարունակական որոնվող ազդանշանը և քվանտացման աղմուկը:
Թող ինտեգրատորը ունենա փոխանցման գործառույթ 1 / վ: Դրանից հետո, ներկայացնելով օգտակար ազդանշանը որպես X (ներ), սիգմա-դելտա մոդուլյատորի ելքը որպես Y (ներ) և քվանտացման աղմուկը որպես E (ներ), մենք ստանում ենք ADC փոխանցման գործառույթ.
Y (ներ) \u003d X (ներ) / (ներ + 1) + Ե (ներ) ներ / (ներ + 1)
Այսինքն, ըստ էության, սիգմա-դելտա մոդուլյատորը ցածր անցումային զտիչ է (1 / (վ + 1)) ցանկալի ազդանշանի համար, և բարձր անցուղի ֆիլտր (ներ / ս + 1)) աղմուկի համար, երկուսն էլ ֆիլտրեր, որոնք ունեն նույն կտրման հաճախականությունը: Սպեկտրի բարձր հաճախականության շրջանում կենտրոնացված աղմուկը հեշտությամբ հեռացվում է թվային ցածր անցումային ֆիլտրով, որը տեղակայված է մոդուլյատորից հետո:
Նկար: 7. Սպեկտրի բարձր հաճախականության հատվածում աղմուկի «տեղահանման» երեւույթը
Այնուամենայնիվ, պետք է հասկանալ, որ սա սիգմա-դելտա ADC- ում աղմուկի ձևավորման ֆենոմենի չափազանց պարզեցված բացատրությունն է:
Այսպիսով, սիգմա-դելտա ADC- ի հիմնական առավելությունը բարձր ճշգրտությունն է `չափազանց ցածր ներքին աղմուկի պատճառով: Այնուամենայնիվ, բարձր ճշգրտության հասնելու համար անհրաժեշտ է, որ թվային զտիչի անջատման հաճախականությունը լինի հնարավորինս ցածր, բազմակի անգամ պակաս, քան սիգմա-դելտա մոդուլյատորի աշխատանքային հաճախականությունը: Հետեւաբար, սիգմա-դելտա ADC- ները փոխակերպման ցածր տեմպեր ունեն:
Դրանք կարող են օգտագործվել աուդիոտեխնիկայի մեջ, բայց հիմնականում օգտագործվում են արդյունաբերական ավտոմատացման մեջ սենսորային ազդանշանների վերափոխման, չափիչ գործիքների և այլ կիրառումների մեջ, որտեղ պահանջվում է բարձր ճշգրտություն: բայց բարձր արագություն չի պահանջվում:
Մի քիչ պատմություն
Պատմության մեջ ADC- ի ամենահին տեղեկանքը, հավանաբար, Paul M. Rainey արտոնագիրն է ՝ «Facsimile Telegraph System», U.S. Արտոնագիր 1,608,527, ներկայացվել է 1921 թ. Հուլիսի 20-ին, թողարկվել է 1926 թ. Նոյեմբերի 30-ին: Արտոնագրում պատկերված սարքն իրականում 5-բիթանոց ուղղակի փոխակերպման ADC է:
Նկար: 8. Առաջին արտոնագիրը ADC- ի համար
Նկար: 9. ADC ուղղակի փոխարկում (1975)
Նկարում պատկերված սարքը MOD-4100 ուղղակի փոխակերպման ADC- ն է, որը արտադրվել է Computer Labs- ի կողմից, 1975 թ., Հավաքված է դիսկրետ համեմատիչների հիման վրա: Կան 16 համեմատողներ (դրանք տեղակայված են կիսաշրջանի մեջ, որպեսզի ազդանշանի տարածման հետաձգումը հավասարեցվի յուրաքանչյուր համեմատողի), ուստի, ADC- ն ունի ընդամենը 4 բիթ հզորություն: Փոխարկման արագությունը 100 MSPS, էներգիայի սպառում 14 վտ:
Հետևյալ նկարը ցույց է տալիս ուղղակի փոխարկման ADC- ի առաջադեմ տարբերակը:
Նկար: 10. ADC ուղղակի փոխարկում (1970)
Համակարգչային լաբորատորիաների կողմից արտադրված 1970 VHS-630- ն ուներ 64 համեմատող, ուներ 6 բիթ, 30MSPS և սպառում էր 100 վտ (VHS-675- ի 1975 թ. Տարբերակը ուներ 75 MSPS և 130 վտ):
Գրականություն
W. Kester. ADC Architectures I: The Flash Converter: Անալոգային սարքեր, MT-020 ձեռնարկ
Դասախոսություն թիվ 3
«Անալոգային թվային և թվայինից անալոգային փոխարկում»:
Միկրոպրոցեսորային համակարգերում անալոգայինից թվային փոխարկիչը (ADC) գործում է որպես զարկերակային տարր, իսկ թվայինից անալոգային փոխարկիչը (DAC) ՝ որպես էքստրապոլատոր:
Անալոգային թվային փոխարկում բաղկացած է անալոգային ազդանշանի մեջ պարունակվող տեղեկատվությունը թվային կոդի վերափոխելու մեջ ... Թվայինից անալոգային փոխարկում նախատեսված է հակադարձ առաջադրանքը կատարելու համար, այսինքն. փոխել համարը, որը ներկայացված է որպես թվային կոդ, համարժեք անալոգային ազդանշանի:
ADC- ները սովորաբար տեղադրվում են թվային կառավարման համակարգերի հետադարձ կապի մեջ `անալոգային հետադարձ ազդանշանները կոդերի վերածելու համար, որոնք ընկալվում են համակարգի թվային մասի կողմից: Այսպիսով, ADC- ները կատարում են մի քանի գործառույթներ, ինչպիսիք են ժամանակի նմուշառումը, մակարդակի քվանտացումը, կոդավորումը: ADC- ի ընդհանուր բլոկ-դիագրամը ներկայացված է Նկար 3.1-ում:
Հոսանքի կամ լարման տեսքով ազդանշան է մատակարարվում ADC մուտքին, որը փոխարկման ընթացքում քվանտացվում է մակարդակի վրա: 3-բիթանոց ADC- ի իդեալական ստատիկ պատասխանը ներկայացված է Նկար 3.2-ում:
![]() |
Մուտքային ազդանշանները կարող են տիրույթում վերցնել ցանկացած արժեք `U առավելագույնը U առավելագույնը , և արդյունքները համապատասխանում են ութ (2 3) դիսկրետ մակարդակներին: Կոչվում է մուտքային լարման արժեքը, որով տեղի է ունենում ADC ելքային կոդի մեկ արժեքից անցում դեպի հարակից այլ արժեքի միջ կոդային հանգույցի լարումը... Կոդի անցումների երկու հարակից արժեքների տարբերությունը կոչվում է քվանտացման քայլ կամ նվազագույն նշանակալի թվանշանի միավոր (LSB).Փոխակերպման բնութագրի ելակետը կոչվում է կետ, որը որոշվում է մուտքային ազդանշանի արժեքով, սահմանված ՝
(3.1),
որտեղ U 0,1 - առաջին միջ-կոդային անցման լարումը,U LSB - քվանտացման քայլ (LSB - Նվազագույն նշանակալի բիթ ) փոխակերպումը համապատասխանում է հարաբերակցությամբ սահմանված մուտքային լարման
(3.2).
ADC- ի մուտքային լարման արժեքների շրջանակը, սահմանափակված արժեքներովU 0,1 և U N-1, N կոչված մուտքային լարման տիրույթը.
(3.3).
Մուտքային լարման տիրույթը և նվազագույն նշանակալի բիթի արժեքըՆ -bit ADC- ն ու DAC- ը կապում են հարաբերակցությունը
(3.4).
Լարման
(3.5)
կոչված լրիվ մասշտաբի լարումը (FSR - Ամբողջ մասշտաբի տիրույթ ) Սովորաբար, այս պարամետրը որոշվում է ADC- ին միացված լարման աղբյուրի ելքային մակարդակից: Քվանտացման քայլի կամ նվազագույն նշանակալի բիթի միավորների չափը, այնպես որ հավասար է
(3.6),
և առավել նշանակալի թվանշանի միավորի արժեքը
(3.7).
Ինչպես երեւում է Նկար 3.2-ից, վերափոխման ընթացքում տեղի է ունենում սխալ, որը չի գերազանցում նվազագույն նշանակալի բիթի արժեքի կեսըU LSB / 2:
Գոյություն ունեն անալոգայինից թվային փոխարկման տարբեր մեթոդներ, որոնք տարբերվում են ճշգրտությամբ և արագությամբ: Շատ դեպքերում այս բնութագրերը հակասական են միմյանց նկատմամբ: Ներկայումս փոխարկիչների այնպիսի տեսակներ, ինչպիսիք են հաջորդական մոտավորումների ADC- ներ (բիթային հավասարակշռում), զուգահեռ ADC- ներ (Ֆլեշ ) ADC, «sigma-delta» ADC եւ այլն:
Հաջորդական մերձեցման ADC- ի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկար 3.3-ում:
Սարքի հիմնական տարրերն են `համեմատիչը (K), թվայինից անալոգային փոխարկիչը (DAC) և տրամաբանական կառավարման միացումը: Փոխակերպման սկզբունքը հիմնված է մուտքային ազդանշանի մակարդակի հաջորդական համեմատության վրա ելքային կոդի տարբեր համակցություններին համապատասխանող ազդանշանի մակարդակների և համեմատության արդյունքների հիման վրա ստացված ծածկույթի ձևավորման հետ: Համեմատված կոդերի կարգը բավարարում է կիսաբաժանման կանոնը: Փոխակերպման սկզբում DAC- ի մուտքային ծածկագիրը դրվում է մի վիճակի, երբ բոլոր բիթերը, բացի հինից, հավասար են 0-ի, իսկ ավելի մեծը `1-ը: Այս համադրությամբ լարում հավասար է կեսի: մուտքային լարման տիրույթը ձեւավորվում է DAC ելքում: Այս լարումը համեմատվում է համեմատիչի մուտքային լարման հետ: Եթե \u200b\u200bմուտքային ազդանշանն ավելի մեծ է, քան DAC- ից եկող ազդանշանը, ապա ելքային կոդի ամենանշանակալից բիտը դրվում է 1-ի վրա, հակառակ դեպքում այն \u200b\u200bվերափոխվում է 0-ի: 0. clockամացույցի հաջորդ ցիկլում այս եղանակով մասամբ կազմված ծածկագիրը կրկին սնվում է DAC մուտքագրմամբ, հաջորդ բիթը դրվում է դրա մեջ մեկի վրա և համեմատությունը կրկնում է: Գործընթացը շարունակվում է մինչև նվազագույն նշանակալի բիթի համեմատությունը: Այսպիսով, ձեւավորելու համարՆ - պահանջվում է բիթ ելքային կոդՆ նույնական տարրական համեմատության ցիկլեր: Սա նշանակում է, որ մնացած բոլոր բաները հավասար են, այդպիսի ADC- ի արագությունը նվազում է դրա հզորության մեծացման հետ մեկտեղ: Հաջորդական մերձեցման ADC- ի ներքին տարրերը (DAC և համեմատիչ) պետք է ունենան ճշգրտություն ավելի լավ, քան ADC- ի նվազագույն նշանակալի բիթի կեսի արժեքը:
Blockուգահեռ բլոկային դիագրամ (Ֆլեշ ) ADC- ն ներկայացված է Նկար 3.4-ում:
Այս դեպքում մուտքային լարումը մատակարարվում է անհապաղ նույնանուն մուտքերի համեմատության համարՆ -1 համեմատող: Բարձր ճշգրտության լարման բաժանարարի ազդանշանները, որոնք միացված են հղման լարման աղբյուրին, սնվում են համեմատիչների հակառակ մուտքերին: Այս դեպքում բաժանարարի ելքերից ստացված լարումները հավասարաչափ բաշխվում են մուտքային ազդանշանի ամբողջ տիրույթի երկայնքով: Առաջնահերթ ծածկագրիչը առաջացնում է թվային ելքային ազդանշան, որը համապատասխանում է ակտիվացված ելքային ազդանշանի ամենաբարձր համեմատողին: Այսպիսով, ապահովելՆ -բիտ փոխարկումը պահանջվում է 2 Ն բաժանարար ռեզիստորներ և 2 Ն -1 համեմատող: Սա փոխակերպման ամենաարագ եղանակներից մեկն է: Այնուամենայնիվ, մեծ բիտ խորությամբ դա պահանջում է մեծ ապարատային ծախսեր: Բոլոր բաժանարարի և համեմատիչի դիմադրիչների ճշգրտությունը պետք է նորից լինի պակաս, քան նվազագույն նշանակալի բիթը:
Երկակի ինտեգրման ADC- ի բլոկային դիագրամը ներկայացված է Նկար 3.5-ում:
![]() |
Համակարգի հիմնական տարրերը ստեղներից բաղկացած անալոգային անջատիչ ենSW 1, SW 2, SW 3, ինտեգրատոր AND, համեմատիչ K և հաշվիչ C. Փոխակերպման գործընթացը բաղկացած է երեք փուլից (Նկար 3.6):
![]() |
Առաջին փուլում բանալին փակ էSW 1, իսկ մնացած ստեղները բաց են: Փակ բանալու միջոցովSW 1, մուտքային լարումը սնվում է ինտեգրատորին, որը ինտեգրում է մուտքային ազդանշանը ֆիքսված ժամանակային ընդմիջման համար: Այս ժամանակային ընդմիջումից հետո ինտեգրատորի ելքի մակարդակը համամասնական է մուտքային ազդանշանի արժեքին: Վերափոխման երկրորդ փուլում `բանալինSW 1-ը բացվում է և բանալինSW 2-ը փակվում է, և ինտեգրիչի մուտքի վրա ազդանշանային լարման աղբյուրից ազդանշան է կիրառվում: Ինտեգրատոր կոնդենսատորը լիցքաթափվում է առաջին փոխարկման միջակայքում կուտակված լարումից `հղման լարման համամասնորեն հաստատուն արագությամբ: Այս փուլը տևում է մինչև ինտեգրատորի ելքային լարման անկումը զրոյի, ինչի մասին վկայում է ինտեգրիչի ազդանշանը զրոյի համեմատող համեմատողի ելքը: Երկրորդ փուլի տևողությունը համաչափ է փոխարկիչի մուտքային լարման հետ: Ամբողջ երկրորդ փուլի ընթացքում տրամաչափված հաճախականությամբ բարձր հաճախականության իմպուլսները լցվում են վաճառասեղանի վրա: Այսպիսով, Երկրորդ փուլից հետո հաշվիչի թվային ընթերցումները համամասնորեն են մուտքային լարման: Այս մեթոդով կարելի է հասնել շատ լավ ճշգրտության ՝ առանց բաղադրիչների ճշգրտության և կայունության վրա մեծ պահանջներ դնելու: Մասնավորապես, ինտեգրիչի հզորության կայունությունը կարող է բարձր չլինել, քանի որ լիցքավորման և լիցքաթափման ցիկլերը տեղի են ունենում հզորությանը հակառակ համամասնությամբ: Ավելին, համեմատողի դրեյֆի և օֆսեթի սխալները փոխհատուցվում են յուրաքանչյուր վերափոխման քայլի համար նույն լարման մեկնարկով և ավարտով: Theշգրտությունը բարելավելու համար օգտագործվում է վերափոխման երրորդ փուլը, երբ ստեղնաշարի միջոցով ինտեգրատորի մուտքըSW 3 կիրառվում է զրոյական ազդանշան: Քանի որ այս քայլում օգտագործվում են նույն ինտեգրատորը և համեմատիչը, զրոյական արդյունքի սխալը հանելով հետագա չափումից, կփոխհատուցվի զրոյի մոտավոր չափումների հետ կապված սխալները: Խիստ պահանջներ չեն դրվում նույնիսկ ժամացույցի իմպուլսների մուտքի հաշվիչ մուտք գործելու վրա, քանի որ նույն իմպուլսներից կազմվում է ֆիքսված ժամանակային միջակայք առաջին փոխարկման փուլում: Խիստ պահանջներ են դրվում միայն լիցքաթափման հոսանքի վրա, այսինքն. հղման լարման աղբյուրին: Փոխակերպման այս մեթոդի անբավարարությունը ցածր կատարողականությունն է:
ADC- ն բնութագրվում է մի շարք պարամետրերով, որոնք հնարավորություն են տալիս իրականացնել որոշակի սարքի ընտրություն `ելնելով համակարգին ներկայացվող պահանջներից: Բոլոր ADC պարամետրերը կարելի է բաժանել երկու խմբի ՝ ստատիկ և դինամիկ: Առաջինները սահմանում են սարքի ճշգրտության բնութագրերը, երբ աշխատում են անընդհատ կամ դանդաղ փոփոխվող մուտքային ազդանշանի հետ, իսկ վերջինները սարքի արագությունը բնութագրում են որպես մուտքի ազդանշանի ավելացման հաճախականությամբ ճշգրտության պահպանում:
Քվանտացման մակարդակը, որը գտնվում է մուտքային ազդանշանի զրոյի մոտակայքում, համապատասխանում է միջկոդային անցումների լարման –0,5U LSB և 0,5 U LSB (առաջինը լինում է միայն երկբևեռ մուտքային ազդանշանի դեպքում): Այնուամենայնիվ, իրական սարքերում այս միջ-կոդային անցումների լարումը կարող է տարբերվել այս իդեալական արժեքներից: Կոչվում է միջկրոդային անցումների այս լարման իրական մակարդակների շեղում իրենց իդեալական արժեքներից երկբևեռ զրոյական փոխհատուցման սխալ (Երկբեւեռ զրոյական սխալ ) և միաբևեռ զրոյական փոխհատուցման սխալ (Eroրոյական փոխհատուցման սխալ ) համապատասխանաբար: Երկբևեռ դարձի տիրույթները սովորաբար օգտագործում են զրոյական փոխհատուցման սխալ, իսկ միաբևեռ փոխակերպումները սովորաբար օգտագործում են միաբևեռ օֆսեթ սխալ: Այս սխալը հանգեցնում է իրական վերափոխման բնութագրի զուգահեռ տեղահանմանը `աբսցիսայի առանցքի երկայնքով իդեալական բնութագրի համեմատ (նկ. 3.7):
![]() |
Մուտքային ազդանշանի մակարդակի շեղում, որը համապատասխանում է իր իդեալական արժեքից վերջին միջքոդային անցմանըU FSR -1.5 U LSB կոչվում է ամբողջական մասշտաբի սխալ (Ամբողջական մասշտաբի սխալ):
ADC փոխարկման գործակից կոչվում է իրական վերափոխման բնութագրերի մեկնարկի և վերջի կետերի միջով գծված ուղիղ գծի լանջի տանգենտ: Փոխակերպման գործոնի իրական և իդեալական արժեքի տարբերությունը կոչվում է փոխարկման գործոնի սխալ (Ձեռք բերեք սխալ ) (Նկար 3.7) Այն ներառում է մասշտաբի վերջի սխալներ, բայց չի ներառում զրոյական մասշտաբի սխալներ: Միաբևեռ տիրույթի համար այն սահմանվում է որպես տարբերություն լրիվ մասշտաբի սխալի և միաբևեռ զրոյական օֆսեթ սխալի միջև, իսկ երկբևեռ միջակայքի համար `ամբողջ մասշտաբի սխալի և երկբևեռ զրոյական օֆսեթ սխալի միջև: Փաստորեն, ամեն դեպքում, սա իդեալական հեռավորության շեղումն է վերջին և առաջին միջ կոդային անցումների միջև (հավասար էU FSR -2 U LSB ) իր իրական արժեքից:
Eroրոյական փոխհատուցման և փոխակերպման շահույթի սխալները կարող են փոխհատուցվել `կարգավորելով ADC նախնական ուժեղացուցիչը: Դա անելու համար դուք պետք է ունենաք առնվազն 0,1 ճշտությամբ վոլտմետրU LSB ... Այս երկու սխալներն ինքնուրույն դարձնելու համար նախ շտկվում է զրոյական փոխհատուցման սխալը, ապա `փոխարկման գործոնի սխալը:ADC զրոյական օֆսեթ սխալը շտկելու համար անհրաժեշտ է.
1. Մուտքային լարումը սահմանեք ճիշտ 0,5U LSB;
2. Կարգավորեք ADC նախնական ուժեղացուցիչի օֆսեթը մինչև ADC- ն անցնի 00 ... 01 վիճակին:
Փոխակերպման գործոնի սխալը շտկելու համար անհրաժեշտ է.
1. Մուտքային լարումը սահմանեք հենց մակարդակի վրաU FSR -1.5 U LSB;
2. Կարգավորեք ADC նախալրացուցիչի շահույթը, մինչև ADC- ն անցնի 11 ... վիճակի:
ADC շղթայի տարրերի անկատարության պատճառով ADC բնութագրերի տարբեր կետերում քայլերը մեծությամբ տարբերվում են միմյանցից և հավասար չենU LSB (Նկար 3.8):
![]() |
Երկու հարակից իրական քվանտացման քայլերի միջանկյալ կետերի միջև հեռավորության շեղումը քվանտացման քայլի իդեալական արժեքիցU LSB կոչված դիֆերենցիալ ոչ գծայնություն (DNL - Դիֆերենցիալ ոչ գծայնություն):Եթե \u200b\u200bDNL ավելի մեծ կամ հավասարU LSB , ապա ADC- ն կարող է ունենալ այսպես կոչված «բացակայող ծածկագրեր» (նկ. 3.3): Սա ենթադրում է տեղական կտրուկ փոփոխություն ADC շահույթի մեջ, որը փակ օղակի կառավարման համակարգերում կարող է հանգեցնել կայունության կորստի:
Դիմումների համար, երբ կարևոր է ելքային ազդանշանը պահպանել տրված ճշգրտությամբ, կարևոր է ADC ելքային կոդերը ճիշտ համապատասխանեցնել միջկոդային անցումային լարման հետ: Քվանտացման քայլի կենտրոնի առավելագույն շեղումը ADC- ի իրական բնութագրին գծային բնութագրիչից կոչվում է ինտեգրալ ոչ գծայնություն (INL - ինտեգրալ ոչ գծայնություն) կամհարաբերական ճշգրտություն (Հարաբերական ճշգրտություն) ADC (Գծապատկեր 3.9):
![]() |
Գծավորված բնութագիրը գծագրվում է իրական փոխակերպման բնութագրի ծայրահեղ կետերի միջով, դրանց ճշգրտումից հետո, այսինքն. օֆսեթ զրոյի և փոխարկման գործոնի ֆիքսված սխալներ:
Գործնականում անհնար է փոխհատուցել դիֆերենցիալ և ինտեգրալ ոչ գծայնության սխալները պարզ միջոցներով:
Որոշում ADC (Բանաձև ) ADC- ի ելքում ծածկագրերի առավելագույն քանակի փոխադարձ պատասխանն է
(3.8).
Այս պարամետրը որոշում է, թե մուտքային ազդանշանի ինչ նվազագույն մակարդակ (ամբողջ ամպլիտուդային ազդանշանի համեմատ) կարող է ընկալել ADC- ն:
Accշգրտությունն ու ճշգրտությունը երկու անկախ հատկություններ են: Բանաձևը որոշիչ դեր է խաղում, երբ կարևոր է ապահովել մուտքային ազդանշանի նշված դինամիկ տիրույթը: Uraշգրտությունը կարևոր է, երբ պահանջվում է պահպանել վերահսկվող արժեքը տվյալ մակարդակում `հաստատուն ճշգրտությամբ:
ADC դինամիկ տիրույթ (DR - Dinamic Range ) մուտքային լարման առավելագույն ընկալվող մակարդակի և նվազագույնի հարաբերությունն է `արտահայտված դԲ-ով
(3.9).
Այս պարամետրը որոշում է տեղեկատվության առավելագույն քանակը, որը ADC- ն կարող է փոխանցել: Այսպիսով, 12-բիթանոց ADC- ի համարDR \u003d 72 դբ
Իրական ADC- ների բնութագրերը տարբերվում են իդեալական սարքերի բնութագրերից `իրական սարքի տարրերի անկատարության պատճառով: Եկեք քննարկենք իրական ADC- ները բնութագրող որոշ պարամետրեր:
Ազդանշանի և աղմուկի հարաբերակցությունը (SNR - ազդանշան աղմուկի հարաբերակցությանը ) մուտքային սինուսոիդալ ազդանշանի rms արժեքի հարաբերությունն է աղմուկի rms արժեքին, որը սահմանվում է որպես մնացած բոլոր սպեկտրալ բաղադրիչների հանրագումար `մինչև նմուշառման հաճախականության կեսը, առանց հաշվի առնելու հաստատուն բաղադրիչը: Կատարյալի համարՆ -բիտ ADC, որն առաջացնում է միայն քվանտացման աղմուկSNR դեցիբելներով արտահայտված կարող է սահմանվել որպես
(3.10),
որտեղ Ն - ADC բիթի խորություն: Այսպիսով, 12-բիթանոց իդեալական ADC- ի համարSNR \u003d 74 դբ Այս արժեքն ավելի մեծ է, քան այդ նույն ADC- ի դինամիկ տիրույթի արժեքը նվազագույն ընկալվող ազդանշանի մակարդակը պետք է ավելի մեծ լինի, քան աղմուկի մակարդակը: Այս բանաձևը հաշվի է առնում միայն քվանտացման աղմուկը և հաշվի չի առնում աղմուկի այլ աղբյուրներ, որոնք գոյություն ունեն իրական ADC- ներում: Հետեւաբար, արժեքներըSNR իրական ADC- ների համար, որպես կանոն, իդեալականից ցածր: Տիպիկ արժեքSNR իրական 12-բիթանոց ADC- ի համար դա 68-70 դբ է:
Եթե \u200b\u200bմուտքային ազդանշանն ավելի քիչ տատանում ունիU FSR , ապա անհրաժեշտ է ճշգրտել վերջին բանաձևը
(3.11),
որտեղ K OS- ը մուտքային ազդանշանի թուլացումն է, արտահայտված դԲ-ով: Այսպիսով, եթե 12-բիթանոց ADC- ի մուտքային ազդանշանն ունի լրիվ մասշտաբի լարման կեսից 10 անգամ ավելի լայնություն, ապա K OS \u003d -20 դԲ ևSNR \u003d 74 dB - 20 dB \u003d 54 dB:
Իրական արժեքSNR կարող է օգտագործվել որոշելով ADC բիթերի արդյունավետ թիվը(ENOB - Բիթերի արդյունավետ քանակ ) Դա որոշվում է բանաձևով
(3.12).
Այս ցուցանիշը կարող է բնութագրել իրական ADC- ի փաստացի որոշիչ ուժը, օրինակ `12-bit ADC- ն, որըSNR \u003d 68 դԲ K OS- ով ազդանշանի համար \u003d -20 դԲ իրականում 7-բիթ է (ENOB \u003d 7.68): ENOB արժեքը խիստ կախված է մուտքային ազդանշանի հաճախությունից, այսինքն. արդյունավետ ADC հզորությունը նվազում է հաճախականության ավելացման հետ մեկտեղ:
Լրացուցիչ ներդաշնակ աղավաղում (THD - Ընդհանուր ներդաշնակ աղավաղում ) Արդյո՞ք բոլոր ավելի բարձր ներդաշնակությունների rms արժեքների հանրագումարի և հիմնարար ներդաշնակության rms արժեքի հարաբերությունն է
(3.13),
որտեղ n սովորաբար սահմանափակվում է 6-ով կամ 9-ով: Այս պարամետրը բնութագրում է ADC ելքային ազդանշանի ներդաշնակ աղավաղման մակարդակը `մուտքի համեմատությամբ:THD ավելանում է մուտքային ազդանշանի հաճախականության հետ:
Ամբողջ հզորության թողունակություն (FPBW - Ամբողջ հզորության թողունակություն ) Ներածման ազդանշանի առավելագույն հաճախականությունն է `լայնամասշտաբ ճոճանակով, որի ժամանակ վերակառուցված հիմնարար բաղադրիչի ամպլիտուդը կրճատվում է ոչ ավելի, քան 3 դբ: Մուտքային ազդանշանի հաճախականության բարձրացմամբ, ADC- ի անալոգային շղթաները դադարում են ժամանակ ունենալ մշակելու իր փոփոխությունները տվյալ ճշգրտությամբ, ինչը հանգեցնում է բարձր հաճախականություններում ADC- ի փոխակերպման գործակցի նվազմանը:
Կարգավորման ժամանակը (Կարգավորման ժամանակը ) Արդյո՞ք ժամանակն է, որ ADC- ն անվանական ճշգրտության հասնի այն բանից հետո, երբ նրա մուտքի վրա կիրառվել է մուտքային ազդանշանի ամբողջ տիրույթին հավասար լայնություն ունեցող քայլաքանակ ազդանշան: Այս պարամետրը սահմանափակ է `տարբեր ADC հանգույցների վերջավոր արագության պատճառով:
Տարբեր տեսակի սխալների պատճառով իրական ADC- ի բնութագիրը ոչ գծային է: Եթե \u200b\u200bազդանշան է կիրառվում ոչ գծայնություն ունեցող սարքի մուտքի վրա, որի սպեկտրը բաղկացած է երկու ներդաշնակությունիցf a և f b , ապա այդպիսի սարքի ելքային ազդանշանի սպեկտրում, բացի հիմնարար ներդաշնակությունից, հաճախականություններով միջմոդուլացման ենթհարմոնիկայով որտեղ m, n \u003d 1,2,3, ... Երկրորդ կարգի ենթահարմոնիաներն ենf a + f b, f a - f b , երրորդ կարգի ենթահարմոնիկա ՝ 2f a + f b, 2 f a - f b, f a +2 f b, f a -2 f b ... Եթե \u200b\u200bմուտքային սինուսոիդներն ունեն սերտ հաճախականություններ, որոնք տեղակայված են անցուղու վերին եզրին մոտ, ապա երկրորդ կարգի ենթհարմոնիաները հեռու են մուտքային սինուսոիդներից և գտնվում են ցածր հաճախության շրջանում, մինչդեռ երրորդ կարգի ենթահարմոնիկներն ունեն մուտքային հաճախականություններին մոտ հաճախականություններ:
Միջմոդուլյացիայի աղավաղման գործակիցը (Intermodulatin աղավաղում ) Արդյո՞ք որոշակի կարգի միջմոդուլյացիոն ենթհարմոնիկայի rms արժեքների հանրագումարի և հիմնարար ներդաշնակության rms արժեքների հանրագումարի, դԲ արտահայտված է
(3.14).
Analogանկացած անալոգային-թվային փոխարկման ցանկացած մեթոդ ավարտելու համար տևում է որոշակի ժամանակ: Տակ aDC փոխարկման ժամանակը (Փոխարկման ժամանակը ) հասկացվում է որպես ժամանակի ընդմիջում անալոգային ազդանշանի ADC մուտքի ժամանման պահից մինչև համապատասխան ելքային ծածկագրի հայտնվելը: Եթե \u200b\u200bADC- ի մուտքային ազդանշանը ժամանակի մեջ փոխվում է, ապա ADC- ի վերափոխման վերջնական ժամանակը հանգեցնում է այսպես կոչված տեսքի: բացվածքի բացվածք(Նկար 3.10):
![]() |
Փոխարկման մեկնարկի ազդանշանը գալիս է այս պահինտ 0 , և ելքային ծածկագիրը հայտնվում է այս պահինտ 1 ... Այս ընթացքում մուտքային ազդանշանը կարողացավ փոխվել ըստ արժեքիԴՈւ ... Անորոշություն է առաջանում. Միջակայքում մուտքային ազդանշանի արժեքի ինչ մակարդակU 0 - U 0 + ԴՈւ տրված ելքային ծածկագիրը համընկնում է: Փոխակերպման ճշգրտությունը նվազագույն նշանակալի բիտ միավորի մակարդակում պահպանելու համար անհրաժեշտ է, որ փոխակերպման ժամանակ ADC մուտքի ազդանշանի արժեքի փոփոխությունը լինի ոչ ավելի, քան նվազագույն նշանակալի բիտ միավորի արժեքը:
(3.15).
Փոխակերպման ընթացքում ազդանշանի մակարդակի փոփոխությունը կարող է մոտավորապես հաշվարկվել որպես
(3.16),
որտեղ U ներս - ADC մուտքային լարումը,Տ դ - փոխարկման ժամանակը: Փոխարինելով (3.16) -ը (3.15), մենք ստանում ենք
(3.17).
Եթե \u200b\u200bմուտքը հաճախականությամբ սինուսոիդային ազդանշան էզ
(3.18),
ապա դրա ածանցյալը կլինի
(3.19).
Այն տանում է իր առավելագույն արժեքը, երբ կոսինուսը 1 է. (3,7) -ում փոխարինելով (3,9) -ին `հաշվի առնելով դա, մենք ստանում ենք
, կամ
(3.20)
ADC- ի վերջի փոխարկման ժամանակը հանգեցնում է մուտքային ազդանշանի փոփոխության տեմպը սահմանափակելու պահանջին: Խոռոչի սխալը նվազեցնելու համար և այլն: թուլացնել սահմանափակում փոխարժեքի փոփոխության մուտքային ազդանշանի ADC մուտքի փոխարկիչ սահմանված այսպես կոչված. Fetch-store սարք (FDD) (Հետագծի / պահման միավոր ) UVC- ի պարզեցված դիագրամը ներկայացված է Նկար 3.11-ում:
![]() |
Այս սարքն ունի շահագործման երկու եղանակ ՝ նմուշառման ռեժիմ և փակման ռեժիմ: Նմուշառման ռեժիմը համապատասխանում է ստեղնի փակ վիճակինSW ... Այս ռեժիմում UVC- ի ելքային լարումը կրկնում է իր մուտքային լարումը: Սողնման ռեժիմն ակտիվանում է բացման ստեղնի հրամանովSW ... Այս դեպքում UVC- ի մուտքի և ելքի միջև կապը ընդհատվում է, և ելքային ազդանշանը պահպանվում է մուտքի ազդանշանի մակարդակին համապատասխանող հաստատուն մակարդակում այն \u200b\u200bժամանակ, երբ ստացվում է փականի հրամանը `կուտակված լիցքի պատճառով կոնդենսատորը: Այսպիսով, եթե դուռի հրամանը ուղարկում ես ADC փոխարկման մեկնարկից անմիջապես առաջ, ապա ուլտրամանուշակագույնի ելքային ազդանշանը կփոխվի հաստատուն մակարդակի վրա ՝ փոխակերպման ողջ ընթացքում: Փոխակերպման ավարտից հետո UVC- ն կրկին տեղափոխվում է նմուշառման ռեժիմ: Իրական UVC- ի աշխատանքը որոշակիորեն տարբերվում է նկարագրված իդեալական դեպքից (Նկար 3.12):
![]() |
(3.21),
որտեղ զ - մուտքային ազդանշանի հաճախականությունը,տ Ա Խոռոչի մեծության չափն անորոշ է:
Իրական IWC- ում ելքային ազդանշանը չի կարող ամբողջովին անփոփոխ մնալ վերջավոր փոխարկման ժամանակի համար: Կոնդենսատորը աստիճանաբար կթողարկվի ելքային բուֆերի փոքր մուտքային հոսանքով: Պահանջվող ճշգրտությունը պահպանելու համար անհրաժեշտ է, որ փոխակերպման ընթացքում կոնդենսատորի լիցքը 0,5-ից ավելի չփոխվիU LSB:
Թվայինից անալոգային փոխարկիչներ Դրանք սովորաբար տեղադրվում են միկրոպրոցեսորային համակարգի ելքի վրա, որպեսզի դրա ելքային կոդերը վերափոխեն անալոգային ազդանշանի, որը մատակարարվում է շարունակական կառավարման օբյեկտի: 3-բիթանոց DAC- ի իդեալական ստատիկ պատասխանը ներկայացված է Նկար 3.13-ում:
![]() |
Բնութագրի ելակետ սահմանվում է որպես առաջին (զրոյական) մուտքային կոդին համապատասխանող կետU 00 ... 0 . Բնութագրի վերջնական կետըսահմանվում է որպես վերջին մուտքային կոդին համապատասխանող կետU 11 ... 1 ... Ելքային լարման միջակայքի սահմանումները, քվանտացման նվազագույն նշանակալի թվանշանի միավորները, զրոյական փոխհատուցման սխալները, փոխարկման գործոնի սխալները նման են ADC- ի համապատասխան բնութագրերին:
Կառուցվածքային կազմակերպության տեսանկյունից, DAC- ը փոխարկիչ կառուցելու շատ ավելի փոքր տարբերակներ ունի: DAC- ի հիմնական կառուցվածքը այսպես կոչված է: "ՇղթաR -2 R դիագրամ »(նկ. 3.14):
Հեշտ է ցույց տալ, որ շղթայի մուտքային հոսանքն էԵս \u003d U REF / R , և համապատասխանաբար շղթայի հաջորդական օղակների հոսանքներըԵս / 2-ում եմ, ես / 4-ում եմ, ես ներսում եմ / 8 և այլն: Մուտքային թվային կոդը ելքային հոսանքի վերափոխելու համար բավական է հավաքել փոխակերպիչի ելքի կետում մուտքային կոդում գտնվողներին համապատասխանող բոլոր թևային հոսանքները (Նկար 3.15):
![]() |
Եթե \u200b\u200bփոխարկիչի ելքային կետին միացված է գործառնական ուժեղացուցիչ, ապա ելքային լարումը կարող է սահմանվել որպես
(3.22),
որտեղ Կ - մուտքային թվային կոդ,Ն - DAC- ի թվանշանային հզորությունը:
Գոյություն ունեցող բոլոր DAC- ները բաժանված են երկու մեծ խմբերի ՝ DAC ՝ ընթացիկ ելքով և DAC ՝ լարման ելքով: Նրանց միջեւ տարբերությունը կայանում է նրանում, որ DAC չիպում գործառնական ուժեղացուցիչի վրա վերջին փուլի բացակայությունը կամ ներկայությունը: Լարման-ելքային DAC- ները ավելի ամբողջական սարքեր են և շահագործման համար անհրաժեշտ են ավելի քիչ լրացուցիչ բաղադրիչներ: Այնուամենայնիվ, վերջին փուլը, սանդուղքի սխեմայի պարամետրերի հետ մեկտեղ, որոշում է DAC- ի դինամիկ և ճշգրտության պարամետրերը: DAC- ով մեկ չիպի վրա ճշգրիտ բարձր արագությամբ գործառնական ուժեղացուցիչի ներդրումը հաճախ դժվար է: Հետեւաբար, գերարագ DAC- ների մեծ մասն ունի ընթացիկ ելք:
Դիֆերենցիալ ոչ գծայնություն համար DAC- ը սահմանվում է որպես անալոգային ելքային ազդանշանի երկու հարակից մակարդակների իդեալական արժեքից հեռավորության շեղումU LSB ... Դիֆերենցիալ ոչ գծայնության բարձր արժեքը կարող է հանգեցնել DAC- ի ոչ մոնոտոն դառնալուն: Սա նշանակում է, որ թվային կոդի ավելացումը կհանգեցնի բնութագրիչի որոշ մասի ելքային ազդանշանի նվազմանը (Նկար 3.16): Սա կարող է հանգեցնել համակարգում անցանկալի սերնդի առաջացմանը:
![]() |
Ինտեգրալ ոչ գծայնություն dAC- ի համար այն սահմանվում է որպես անալոգային ելքային մակարդակի ամենամեծ շեղում ուղիղ գծից, որը գծված է առաջին և վերջին կոդին համապատասխանող կետերի միջով, դրանք ճշգրտվելուց հետո:
Կարգավորման ժամանակը DAC- ը սահմանվում է որպես ժամանակ, որի ընթացքում DAC ելքային ազդանշանը կտեղադրվի տվյալ մակարդակում `0,5-ից ոչ ավել սխալովU LSB մուտքագրման կոդը 00-ից 0-ից վերափոխվելուց հետո 11 ... 1: Եթե \u200b\u200bDAC- ն ունի մուտքային մատյաններ, ապա կարգավորման ժամանակի որոշակի մասը պայմանավորված է թվային ազդանշանների անցման ֆիքսված ուշացումով, և միայն մնացածը `հենց DAC- ի իներցիայով: Հետևաբար, կարգավորման ժամանակը սովորաբար չափվում է ոչ թե այն պահից, երբ նոր կոդ է գալիս DAC մուտքագրում, այլ այն պահից, երբ նոր կոդին համապատասխանող ելքային ազդանշանը սկսում է փոխվել մինչ ելքային ազդանշանը հաստատվում է ճշգրտությամբ0.5U LSB (Նկար 3.17):
![]() |
Այս դեպքում կարգավորման ժամանակը որոշում է DAC- ի նմուշառման առավելագույն արագությունը:
(3.23),
որտեղ տ Ս - կարգավորման ժամանակը:
DAC մուտքային թվային շղթաները վերջավոր արագությամբ են: Բացի այդ, մուտքային կոդի տարբեր բիթերին համապատասխանող ազդանշանների տարածման արագությունը նույնը չէ ՝ տարրերի պարամետրերի և շղթայի առանձնահատկությունների տարածման պատճառով: Արդյունքում, DAC սանդուղքի շղթայի թևերը, երբ գալիս է նոր ծածկագիր, փոխվում են ոչ թե սինքրոն, այլ միմյանց նկատմամբ որոշակի ուշացումով: Դա հանգեցնում է այն փաստի, որ DAC- ի ելքային լարման գծապատկերում, կայուն կայուն արժեքից մյուսին անցնելիս, նկատվում են տարբեր ամպլիտուդների և ուղղությունների ալիքներ (նկ. 3.18):
![]() |
![]() |
Գործողության ալգորիթմի համաձայն, DAC- ը զրոյական կարգի էքստրապոլատոր է, որի հաճախականության արձագանքը կարող է ներկայացվել արտահայտությամբ
(3.24),
Որտեղ վ ս - նմուշառման հաճախականությունը: DAC- ի հաճախականության արձագանքը ներկայացված է Նկար 3.20-ում:
![]() |
Ինչպես տեսնում եք, 0,5 հաճախականությամբվ ս վերակառուցված ազդանշանը թուլանում է 3.92 դԲ-ով `ազդանշանի ցածր հաճախականության բաղադրիչների համեմատ: Այսպիսով, կա վերակառուցված ազդանշանի սպեկտրի մի փոքր աղավաղում: Շատ դեպքերում, այս փոքր աղավաղումը էապես չի ազդում համակարգի աշխատանքի վրա: Այնուամենայնիվ, այն դեպքերում, երբ անհրաժեշտ է համակարգի սպեկտրալ բնութագրերի բարձր գծայնություն (օրինակ ՝ ձայնամշակման համակարգերում), հատուկ վերակառուցման զտիչ ՝ տիպի հաճախականությամբ բնութագրիչովx / sin (x):